JPS5937669B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS5937669B2 JPS5937669B2 JP16282479A JP16282479A JPS5937669B2 JP S5937669 B2 JPS5937669 B2 JP S5937669B2 JP 16282479 A JP16282479 A JP 16282479A JP 16282479 A JP16282479 A JP 16282479A JP S5937669 B2 JPS5937669 B2 JP S5937669B2
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- Japan
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- transistor switch
- winding
- voltage
- transformer
- output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3382—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement in a push-pull circuit arrangement
- H02M3/3384—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement in a push-pull circuit arrangement of the parallel type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
直流の入力電圧あるいは交流電源を整流して得た直流の
入力電圧から、該入力電圧と絶縁された任意のレベルの
直流出力電圧を得るのがＤＣ−ＤＣコンバータである。
入力電圧から、該入力電圧と絶縁された任意のレベルの
直流出力電圧を得るのがＤＣ−ＤＣコンバータである。
このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては入力側と出力側と
の絶縁ということが１つの重要な要件となつている。と
いラのは、Ｈ入力から（→出力を得るというモードで該
ＤＣ一ＤＣコンバータを動作させることもあるからであ
る。この様な入カー出力間の絶縁という観点から、ＤＣ
−ＤＣコンバータ内に何らかの形で絶縁個所を設けなけ
ればならないことは必至である。そして、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータが単なる直流電圧の変換という機能にとどまら
ず、出力電圧の変動に応じて入力側を制御するといラ、
いわゆる負帰還ループを設け、出力電圧の安定化機能ま
でも持たせるとすれば、その絶縁個所数がさらに増加す
ることは必至である。これら絶縁個所が多いといラこと
は必然的に部品点数の増大を持たらし、コスト増につな
がるばかりでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータをワンチツプ
化する上でもかなり不利となる。後述する如く、従来、
その絶縁個所を最も減少させたＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、当該個所数は３である。又、従来、その数を２
にまで減少させることのできるＤＣ−ＤＣコンバータも
実現されている。ところがその数が２であるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、本質的に電力損失が大になる構成のため
余り実用的ではない欠点を伴つている。従つて本発明の
目的は、上記絶縁個所数を２に減すると共に、上記電力
損失を生じさせないＤＣ−ＤＣコンバータを提案するこ
とである。上記目的に従い本発明は、電力変換用変圧器
と、直流入力電圧を断続的に該変圧器に印加する第１ト
ランジスタスイツチと、該第１トランジスタスイツチの
コレクタ電流が通電される第１巻線と該コレクタ電流に
比例する電流をそのベースに供給する第２巻線とこれら
第１および第２巻線に結合する第３巻線とを備える変流
器と、該変流器の第２又は第３巻線に並列接続される第
２トランジスタスイツチと、該第２トランジスタスイッ
チを周波数Ｆ，で周期的にオンせしめることにより前記
第１トランジスタスイツチを周期的にオフさせる時定数
回路とを含み、前記変圧器の出力側の第１巻線より整流
・平滑回路を通して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記第１トランジスタスイツチをオン
させる起動用抵抗と、前記変圧器の出力側に設けられる
第２巻線と、この第２巻線を介して得られる制御用電圧
によつて駆動され且つ周波数Ｆ２（Ｆ２〉ｆ１ ）で発
振動作する発振器、導通幅制御回路および前記直流出力
電圧の変動を検出する出力電圧検出回路を内蔵する制御
回路と、該制御回路によつてオン、オフ制御され且つ前
記変流器の前記第３巻線に並列接続する第３トランジス
タスイツチとを具備し、ここに前記直流入力電圧投入時
には、前記第２トランジスタスイツチによつて、前記時
定数回路による発振動作のもとに、前記変流器の前記第
２又は第３巻線を前記周波数ｆ１で短絡し、前記制御用
電圧の立上り後は、前記第３トランジスタによつて、前
記発振器の発振動作のもとに前記変流器の前記第３巻線
を前記周波数Ｆ２で短絡すると共に、該第３トランジス
タスイツチは、前記出力電圧検出回路の出力に応じて、
前記導通幅制御回路によりその導通幅が変化せしめられ
るように構成したことを特徴とするものである。
の絶縁ということが１つの重要な要件となつている。と
いラのは、Ｈ入力から（→出力を得るというモードで該
ＤＣ一ＤＣコンバータを動作させることもあるからであ
る。この様な入カー出力間の絶縁という観点から、ＤＣ
−ＤＣコンバータ内に何らかの形で絶縁個所を設けなけ
ればならないことは必至である。そして、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータが単なる直流電圧の変換という機能にとどまら
ず、出力電圧の変動に応じて入力側を制御するといラ、
いわゆる負帰還ループを設け、出力電圧の安定化機能ま
でも持たせるとすれば、その絶縁個所数がさらに増加す
ることは必至である。これら絶縁個所が多いといラこと
は必然的に部品点数の増大を持たらし、コスト増につな
がるばかりでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータをワンチツプ
化する上でもかなり不利となる。後述する如く、従来、
その絶縁個所を最も減少させたＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、当該個所数は３である。又、従来、その数を２
にまで減少させることのできるＤＣ−ＤＣコンバータも
実現されている。ところがその数が２であるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、本質的に電力損失が大になる構成のため
余り実用的ではない欠点を伴つている。従つて本発明の
目的は、上記絶縁個所数を２に減すると共に、上記電力
損失を生じさせないＤＣ−ＤＣコンバータを提案するこ
とである。上記目的に従い本発明は、電力変換用変圧器
と、直流入力電圧を断続的に該変圧器に印加する第１ト
ランジスタスイツチと、該第１トランジスタスイツチの
コレクタ電流が通電される第１巻線と該コレクタ電流に
比例する電流をそのベースに供給する第２巻線とこれら
第１および第２巻線に結合する第３巻線とを備える変流
器と、該変流器の第２又は第３巻線に並列接続される第
２トランジスタスイツチと、該第２トランジスタスイッ
チを周波数Ｆ，で周期的にオンせしめることにより前記
第１トランジスタスイツチを周期的にオフさせる時定数
回路とを含み、前記変圧器の出力側の第１巻線より整流
・平滑回路を通して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記第１トランジスタスイツチをオン
させる起動用抵抗と、前記変圧器の出力側に設けられる
第２巻線と、この第２巻線を介して得られる制御用電圧
によつて駆動され且つ周波数Ｆ２（Ｆ２〉ｆ１ ）で発
振動作する発振器、導通幅制御回路および前記直流出力
電圧の変動を検出する出力電圧検出回路を内蔵する制御
回路と、該制御回路によつてオン、オフ制御され且つ前
記変流器の前記第３巻線に並列接続する第３トランジス
タスイツチとを具備し、ここに前記直流入力電圧投入時
には、前記第２トランジスタスイツチによつて、前記時
定数回路による発振動作のもとに、前記変流器の前記第
２又は第３巻線を前記周波数ｆ１で短絡し、前記制御用
電圧の立上り後は、前記第３トランジスタによつて、前
記発振器の発振動作のもとに前記変流器の前記第３巻線
を前記周波数Ｆ２で短絡すると共に、該第３トランジス
タスイツチは、前記出力電圧検出回路の出力に応じて、
前記導通幅制御回路によりその導通幅が変化せしめられ
るように構成したことを特徴とするものである。
以下図面に従つて本発明を説明する。
第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの第１構成例を回
路図と併用して示すプロツク図である。
路図と併用して示すプロツク図である。
本図において、Ｉｎは直流入力電圧であり、所定の回路
を経て直流出力電圧Ｖ。ｕｔに変換される。電圧Ｖｉｎ
およびＶ。ｕｔ間は電力変換用変圧器Ｔ１によつて結合
され、該変圧器Ｔ１の入力側は巻線Ｎｌ，Ｎ３、その出
力側は巻線Ｎ２を有する。入力側巻線Ｎ１はトランジス
タスイツチＴＲｌのオン、オフによつて入力側交流電圧
を発生する。一方、出力側巻線Ｎ２にはその入力側交流
電圧に対応する誘起電圧が発生し、ダイオードＤ１によ
つてこれを整流する。さらにダイオードＤ２、チヨーク
コイルＬ１とコンデンサＣ１とからなる平滑回路を通し
て平滑化すれば、目的とする直流出力電圧。Ｕｔが得ら
れる。他方、トランジスタスイツチＴＲｌをオンオフさ
せて電圧変換機能を発揮させ、又、直流出力電圧。Ｕｔ
の変動を監視してこれを安定化させる機能を発揮させる
ための制御を行なう制御回路ＣＣが必要である。制御回
路ＣＣは補助ＤＣ−ＤＣコンバータＣを介して入力電源
Ｖｉｎより電力を得て動作する。すなわち、出力電圧検
出回路Ａは直流出力電圧。Ｕｔを監視し、その変動を導
通幅制御回路ＢＶＣ伝える。導通幅とは、トランジスタ
スイツチＴＲｌのオン時間のことである。該回路Ｂの出
力は駆動回路Ｃを介してトランジスタスイツチＴＲｌの
ベースに印加される。前記導通幅は、直流出力電圧Ｖ。
ｕｔと反比例的に変化するので、該電圧Ｖ。ｕｔの安定
化が図れる。ところで、第１図の構成中、既述の絶縁個
所は３個所存在する。
を経て直流出力電圧Ｖ。ｕｔに変換される。電圧Ｖｉｎ
およびＶ。ｕｔ間は電力変換用変圧器Ｔ１によつて結合
され、該変圧器Ｔ１の入力側は巻線Ｎｌ，Ｎ３、その出
力側は巻線Ｎ２を有する。入力側巻線Ｎ１はトランジス
タスイツチＴＲｌのオン、オフによつて入力側交流電圧
を発生する。一方、出力側巻線Ｎ２にはその入力側交流
電圧に対応する誘起電圧が発生し、ダイオードＤ１によ
つてこれを整流する。さらにダイオードＤ２、チヨーク
コイルＬ１とコンデンサＣ１とからなる平滑回路を通し
て平滑化すれば、目的とする直流出力電圧。Ｕｔが得ら
れる。他方、トランジスタスイツチＴＲｌをオンオフさ
せて電圧変換機能を発揮させ、又、直流出力電圧。Ｕｔ
の変動を監視してこれを安定化させる機能を発揮させる
ための制御を行なう制御回路ＣＣが必要である。制御回
路ＣＣは補助ＤＣ−ＤＣコンバータＣを介して入力電源
Ｖｉｎより電力を得て動作する。すなわち、出力電圧検
出回路Ａは直流出力電圧。Ｕｔを監視し、その変動を導
通幅制御回路ＢＶＣ伝える。導通幅とは、トランジスタ
スイツチＴＲｌのオン時間のことである。該回路Ｂの出
力は駆動回路Ｃを介してトランジスタスイツチＴＲｌの
ベースに印加される。前記導通幅は、直流出力電圧Ｖ。
ｕｔと反比例的に変化するので、該電圧Ｖ。ｕｔの安定
化が図れる。ところで、第１図の構成中、既述の絶縁個
所は３個所存在する。
第１は、変圧器Ｔ１であり、第２は変成器を含んでなる
駆動回路Ｃであり、第３は同じく変圧器を含んでなる補
助ＤＣ−ＤＣコンバータＣである。これら絶縁個所を１
個所でも減らせれば好都合であることは言うまでもない
。このため、絶縁個所を２個所にした第２図の如きＤＣ
−ＤＣコンバータも提案された。本図において、第１図
と同一の参照番号又は記号が付されたものは相互に同様
の構成要素である。従つて、分圧抵抗Ｒ１ツエナーダイ
オードＺＤｌフオトカプラＰＣならびに修正された制御
回路ＣＣ′が新たな構成部分である。制御回路ＣＣ′は
第１図の制御回路ＣＣよりプロツクＡを排除してこれを
出力側に残存せしめると共に、新たに発振器Ｄを内蔵す
る。出力電圧の変動はフオトカプラＰＣを介し、導通幅
制御回路Ｂに伝えられ、トランジスタスイツチＴＲｌの
導通幅を変化させる。なお、第２図のＤＣ−ＤＣコンバ
ータも動作原理上、第１図のＤＣ−ＤＣコンバータと変
わらない。本図においては絶縁個所は、第１に変圧器Ｔ
１であり、第２にフオトカプラＰＣであつて、その数は
２となり、第１図の場合より減少している。ところが、
通常、制御回路ＣＣ′の動作電源電圧は、直流入力電圧
Ｉｎよりも低いため、分圧抵抗Ｒとツエナーダイオード
ＺＤの直列回路によつてレベルダウンしている。このた
め、直流入力電圧Ｉｎと制御回路ＣＣ′の動作電圧との
差が大きい場合は、抵抗Ｒで消費される電力が無視し得
なくなり、電力損失という不都合を持たらす。結局、こ
の不都合により、絶縁個所数を２に減じた効果は相殺さ
れてしまうのである。そこで、本発明は次の様なＤＣ−
ＤＣコンバータを提案し、電力損失を伴うことなく絶縁
個所数を２に減じることとする。
駆動回路Ｃであり、第３は同じく変圧器を含んでなる補
助ＤＣ−ＤＣコンバータＣである。これら絶縁個所を１
個所でも減らせれば好都合であることは言うまでもない
。このため、絶縁個所を２個所にした第２図の如きＤＣ
−ＤＣコンバータも提案された。本図において、第１図
と同一の参照番号又は記号が付されたものは相互に同様
の構成要素である。従つて、分圧抵抗Ｒ１ツエナーダイ
オードＺＤｌフオトカプラＰＣならびに修正された制御
回路ＣＣ′が新たな構成部分である。制御回路ＣＣ′は
第１図の制御回路ＣＣよりプロツクＡを排除してこれを
出力側に残存せしめると共に、新たに発振器Ｄを内蔵す
る。出力電圧の変動はフオトカプラＰＣを介し、導通幅
制御回路Ｂに伝えられ、トランジスタスイツチＴＲｌの
導通幅を変化させる。なお、第２図のＤＣ−ＤＣコンバ
ータも動作原理上、第１図のＤＣ−ＤＣコンバータと変
わらない。本図においては絶縁個所は、第１に変圧器Ｔ
１であり、第２にフオトカプラＰＣであつて、その数は
２となり、第１図の場合より減少している。ところが、
通常、制御回路ＣＣ′の動作電源電圧は、直流入力電圧
Ｉｎよりも低いため、分圧抵抗Ｒとツエナーダイオード
ＺＤの直列回路によつてレベルダウンしている。このた
め、直流入力電圧Ｉｎと制御回路ＣＣ′の動作電圧との
差が大きい場合は、抵抗Ｒで消費される電力が無視し得
なくなり、電力損失という不都合を持たらす。結局、こ
の不都合により、絶縁個所数を２に減じた効果は相殺さ
れてしまうのである。そこで、本発明は次の様なＤＣ−
ＤＣコンバータを提案し、電力損失を伴うことなく絶縁
個所数を２に減じることとする。
第３図は本発明の基本的な第１実施例を示す回路図であ
る。本図において、既述の参照番号又は記号と同一のも
のが付されたものは相互に同一の構成要素である。先ず
、本図の構成が絶縁個所数２であることを確認しておく
。第１は変圧器Ｔ１であり、第２は変流器ＣＴである。
なお、本構成は電圧変換機能のみを有し、直流出力電圧
の安定化機能を有していないが、後述する実施例より明
らかな様にこの安定化機能を併有させてもその絶縁個所
数は２にとどまる。第３図の回路の動作は次のとおりで
あるが、電圧変換に関する原理については既に説明した
ところと何ら変わらない。
る。本図において、既述の参照番号又は記号と同一のも
のが付されたものは相互に同一の構成要素である。先ず
、本図の構成が絶縁個所数２であることを確認しておく
。第１は変圧器Ｔ１であり、第２は変流器ＣＴである。
なお、本構成は電圧変換機能のみを有し、直流出力電圧
の安定化機能を有していないが、後述する実施例より明
らかな様にこの安定化機能を併有させてもその絶縁個所
数は２にとどまる。第３図の回路の動作は次のとおりで
あるが、電圧変換に関する原理については既に説明した
ところと何ら変わらない。
先ず、起動用抵抗Ｒ１によつてトランジスタスイツチＴ
Ｒｌがオンとなる。この結果、変流器ＣＴの巻線ＮＶに
そのコレクタ電流が流れる。変流器ＣＴの巻線Ｎ２′が
前記巻線ＮＶに結合しているから、前記コレクタ電流に
比例した電流がトランジスタスイツチＴＲｌのベースに
流れ、結局該トランジスタスイツチＴＲｌはオン状態を
持続する。然し次の工程により該トランジスタスイツチ
ＴＲｌはオフ状態に至ると共に、再びオン状態に復帰す
るという動作を繰り返すから、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ１と
Ｎ２との間における本来の電圧変換は従来どおり維持さ
れる。先ず、トランジスタスイツチＴＲｌが前記オン状
態に保持される間、変圧器Ｔ１の巻線群はドット・０が
付された方向に正の電圧が誘起されるから、巻線Ｎ４よ
り、抵抗Ｒ２を介し、コンデンサＣ２は充電される。こ
れら抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２は時定数回路を形成
し、本発明の主要な構成部分の１つである。その機能は
一定発振作用である。引続き、コンデンサＣ２の充電電
圧は上昇し、トランジスタスイツチＴＲ２の飽和ＶＢＥ
になると該トランジスタスイツチＴＲ２はオン状態とな
る。この結果、変流器ＣＴの巻線Ｎ３′はダイオードＤ
４を介して該トランジスタスイツチＴＲ２により短絡さ
れる。この結果、トランジスタスイツチＴＲｌはそのベ
ース・エミツタ間電圧が零になることから、オフとなり
その状態を保つ。トランジスタスイツチＴＲｌがオフと
なることにより、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ３には入力電圧Ｉ
ｎが印加され、一方、変流器ＣＴはダイオードＤ６、ツ
エナーダイオードＺＤｌによつて、りセツトされる。こ
のりセツトの期間中、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ５はドツト６
・１が付された方向に負の電圧が誘起され、この結果、
トランジスタスイツチＴＲｌは逆バイアスされることに
なり、変流器ＣＴの前記りセツトが完了しても、変圧器
Ｔ１のりセツトが完了しない限り、トランジスタスイツ
チＴＲｌは相変わらずオフ状態を持続することになる。
そして変圧器Ｔ１のりセツトが完了すると再び前記起動
用抵抗Ｒ１によつてトランジスタスイツチＴＲｌはオン
となり、前述と同様の動作を繰り返す。かくして、トラ
ンジスタスイツチＴＲｌは自励発振を行なうことになる
。その発振周期は前記時定数Ｃ２，Ｒ２回路により定ま
る。上記の動作を波形によつて観察すると第４Ａ図の如
くなる。本図において第１）欄はトランジスタスイツチ
ＴＲｌのコレクタ・エミツタ電圧ＶＣＥの波形を示し、
自励発振している様子を示す。第２）欄はトランジスタ
スイツチＴＲｌのベース・エミツタ電圧ＢＥの波形を示
し、０Ｖを境にして正負に変動する。この場合、トラン
ジスタスイツチＴＲ２のベース・エミツタ電圧ＢＥは時
定数回路に依存して第３）欄に示す如く変化する。第５
図は第３図に示した第１実施例の一変形例を示す回路図
である。本回路は、第３図において出力側に設けられた
Ｃ２，Ｒ２時定数回路、トランジスタスイツチＴＲ２、
ダイオードＤ６、ツエナーダイオードＺＤｌ等を入力１
１Ｉ１＆Ｃ移し変え、第３図の巻線Ｎ４，Ｎ３′を不要
としたものである。この場合の動作は、既述の第１実施
例に同じである。上述した実施例は、電圧変換機能のみ
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したもので
あり、既述の直流出力電圧安定化機能をも兼備すべき場
合は第６図の如き構成を採ることができる。
Ｒｌがオンとなる。この結果、変流器ＣＴの巻線ＮＶに
そのコレクタ電流が流れる。変流器ＣＴの巻線Ｎ２′が
前記巻線ＮＶに結合しているから、前記コレクタ電流に
比例した電流がトランジスタスイツチＴＲｌのベースに
流れ、結局該トランジスタスイツチＴＲｌはオン状態を
持続する。然し次の工程により該トランジスタスイツチ
ＴＲｌはオフ状態に至ると共に、再びオン状態に復帰す
るという動作を繰り返すから、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ１と
Ｎ２との間における本来の電圧変換は従来どおり維持さ
れる。先ず、トランジスタスイツチＴＲｌが前記オン状
態に保持される間、変圧器Ｔ１の巻線群はドット・０が
付された方向に正の電圧が誘起されるから、巻線Ｎ４よ
り、抵抗Ｒ２を介し、コンデンサＣ２は充電される。こ
れら抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２は時定数回路を形成
し、本発明の主要な構成部分の１つである。その機能は
一定発振作用である。引続き、コンデンサＣ２の充電電
圧は上昇し、トランジスタスイツチＴＲ２の飽和ＶＢＥ
になると該トランジスタスイツチＴＲ２はオン状態とな
る。この結果、変流器ＣＴの巻線Ｎ３′はダイオードＤ
４を介して該トランジスタスイツチＴＲ２により短絡さ
れる。この結果、トランジスタスイツチＴＲｌはそのベ
ース・エミツタ間電圧が零になることから、オフとなり
その状態を保つ。トランジスタスイツチＴＲｌがオフと
なることにより、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ３には入力電圧Ｉ
ｎが印加され、一方、変流器ＣＴはダイオードＤ６、ツ
エナーダイオードＺＤｌによつて、りセツトされる。こ
のりセツトの期間中、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ５はドツト６
・１が付された方向に負の電圧が誘起され、この結果、
トランジスタスイツチＴＲｌは逆バイアスされることに
なり、変流器ＣＴの前記りセツトが完了しても、変圧器
Ｔ１のりセツトが完了しない限り、トランジスタスイツ
チＴＲｌは相変わらずオフ状態を持続することになる。
そして変圧器Ｔ１のりセツトが完了すると再び前記起動
用抵抗Ｒ１によつてトランジスタスイツチＴＲｌはオン
となり、前述と同様の動作を繰り返す。かくして、トラ
ンジスタスイツチＴＲｌは自励発振を行なうことになる
。その発振周期は前記時定数Ｃ２，Ｒ２回路により定ま
る。上記の動作を波形によつて観察すると第４Ａ図の如
くなる。本図において第１）欄はトランジスタスイツチ
ＴＲｌのコレクタ・エミツタ電圧ＶＣＥの波形を示し、
自励発振している様子を示す。第２）欄はトランジスタ
スイツチＴＲｌのベース・エミツタ電圧ＢＥの波形を示
し、０Ｖを境にして正負に変動する。この場合、トラン
ジスタスイツチＴＲ２のベース・エミツタ電圧ＢＥは時
定数回路に依存して第３）欄に示す如く変化する。第５
図は第３図に示した第１実施例の一変形例を示す回路図
である。本回路は、第３図において出力側に設けられた
Ｃ２，Ｒ２時定数回路、トランジスタスイツチＴＲ２、
ダイオードＤ６、ツエナーダイオードＺＤｌ等を入力１
１Ｉ１＆Ｃ移し変え、第３図の巻線Ｎ４，Ｎ３′を不要
としたものである。この場合の動作は、既述の第１実施
例に同じである。上述した実施例は、電圧変換機能のみ
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したもので
あり、既述の直流出力電圧安定化機能をも兼備すべき場
合は第６図の如き構成を採ることができる。
第６図はこの安定化機能をも備えた本発明に基づく基本
的な第２実施例を示す回路図である。本図において、第
１図、第２図および第３図と同一の参照番号又は記号が
付されたものは相互に同一の構成要素である。すなわち
、本実施例では、前述の第１実施例に対し、制御回路Ｃ
Ｃ２が付加され、出力電圧の安定化を行なう。本図にお
いて、該制御回路ＣＣ″は、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ４に現
われる電圧をダイオードＤ９で整流し且つコンデンサＣ
３にて平滑化した電圧Ｖｃｃを制御用電圧として動作す
る。制御用電圧Ｖｃｃは電圧変換機能が実行されない限
り発生し得ない。従つて、制御回路ＣＣ″内の発振器Ｄ
も動作しない。そこで、入力電圧Ｖｉｎの投入時には、
前述した第１実施例における手順を経て、時定数Ｃ２，
Ｒ２で定まる周期をもつて、先ずトランジスタスイツチ
ＴＲｌを自励発振させ、この自励発振によつて直流出力
電圧Ｖ。ｕｔを取り出すと共に、制御回路ＣＣ″に十分
な電源電圧Ｖｃｃを与えて、今度は発振器Ｄを動作させ
る。発振器Ｄは第３のトランジスタスイツチＴＲ３をオ
ンオフ駆動し、変流器ＣＴの巻線Ｎ３′をその発振周期
で短絡し、従つてトランジスタスイツチＴＲｌをその発
振周期でオンオフする。この場合；制御用電圧Ｖｃｃが
十分立ち上がつた後は、時定数回路Ｃ２，Ｒ２を通して
行なわれていたトランジスタスイツチのオンオフは無用
となり、且つ出力電圧安定化動作に障害となるから、巻
線Ｎ３′の周期的短絡は完全にトランジスタスイツチＴ
Ｒ３に依存せしめることとする。具体的には、時定数回
路Ｃ２，Ｒ２によつて定まる発振周期よりも、発振器Ｄ
による発振周期の方を十分短くしておけば良い。つまり
時定数回路の発振周波数をｆｌとして発振器Ｄのそれを
Ｆ，とすれば、Ｆ２〉ｆ１に設定しておく。この場合、
出力電圧の安定化は、周波数Ｆ２のタイミングで、トラ
ンジスタスイツチＴＲ３の導通幅を変化させることによ
り行なう。導通幅の変化が出力電圧検出回路Ａならびに
導通幅制御回路Ｂによつて行なわれることは従来どおり
である。第６図の第２実施例において、時定数回路Ｃ２
，Ｒ２による初期発振の後、制御用電圧Ｖｃｃ力叶分立
ち上り、本来の出力電圧安定化動作に入つた後における
要部の信号波形は第４Ｂ図に示すとおりである。
的な第２実施例を示す回路図である。本図において、第
１図、第２図および第３図と同一の参照番号又は記号が
付されたものは相互に同一の構成要素である。すなわち
、本実施例では、前述の第１実施例に対し、制御回路Ｃ
Ｃ２が付加され、出力電圧の安定化を行なう。本図にお
いて、該制御回路ＣＣ″は、変圧器Ｔ１の巻線Ｎ４に現
われる電圧をダイオードＤ９で整流し且つコンデンサＣ
３にて平滑化した電圧Ｖｃｃを制御用電圧として動作す
る。制御用電圧Ｖｃｃは電圧変換機能が実行されない限
り発生し得ない。従つて、制御回路ＣＣ″内の発振器Ｄ
も動作しない。そこで、入力電圧Ｖｉｎの投入時には、
前述した第１実施例における手順を経て、時定数Ｃ２，
Ｒ２で定まる周期をもつて、先ずトランジスタスイツチ
ＴＲｌを自励発振させ、この自励発振によつて直流出力
電圧Ｖ。ｕｔを取り出すと共に、制御回路ＣＣ″に十分
な電源電圧Ｖｃｃを与えて、今度は発振器Ｄを動作させ
る。発振器Ｄは第３のトランジスタスイツチＴＲ３をオ
ンオフ駆動し、変流器ＣＴの巻線Ｎ３′をその発振周期
で短絡し、従つてトランジスタスイツチＴＲｌをその発
振周期でオンオフする。この場合；制御用電圧Ｖｃｃが
十分立ち上がつた後は、時定数回路Ｃ２，Ｒ２を通して
行なわれていたトランジスタスイツチのオンオフは無用
となり、且つ出力電圧安定化動作に障害となるから、巻
線Ｎ３′の周期的短絡は完全にトランジスタスイツチＴ
Ｒ３に依存せしめることとする。具体的には、時定数回
路Ｃ２，Ｒ２によつて定まる発振周期よりも、発振器Ｄ
による発振周期の方を十分短くしておけば良い。つまり
時定数回路の発振周波数をｆｌとして発振器Ｄのそれを
Ｆ，とすれば、Ｆ２〉ｆ１に設定しておく。この場合、
出力電圧の安定化は、周波数Ｆ２のタイミングで、トラ
ンジスタスイツチＴＲ３の導通幅を変化させることによ
り行なう。導通幅の変化が出力電圧検出回路Ａならびに
導通幅制御回路Ｂによつて行なわれることは従来どおり
である。第６図の第２実施例において、時定数回路Ｃ２
，Ｒ２による初期発振の後、制御用電圧Ｖｃｃ力叶分立
ち上り、本来の出力電圧安定化動作に入つた後における
要部の信号波形は第４Ｂ図に示すとおりである。
第４Ｂ図において、第１）欄はトランジスタスイツチＴ
Ｒｌのコレクタ・エミツタ電圧ＶＣＥを示し、第２）欄
はそのベース・エミツタ電圧ＶＢＥを示し、第３）欄は
導通幅制御回路Ｂからのオンオフ制御波形Ｑを示し、第
４）欄はトランジスタスイツチＴＲ２のベース・エミツ
タ電圧ＶＢＥを示す。第４）欄に示す如く、本来の出力
電圧安定化動作に入つた後は、初期発振に寄与したトラ
ンジスタスイツチＴＲ２が完全にオフ状態のまま保持さ
れている。第７図は第６図に示した第２実施例のｉ変形
例を示す回路図である。
Ｒｌのコレクタ・エミツタ電圧ＶＣＥを示し、第２）欄
はそのベース・エミツタ電圧ＶＢＥを示し、第３）欄は
導通幅制御回路Ｂからのオンオフ制御波形Ｑを示し、第
４）欄はトランジスタスイツチＴＲ２のベース・エミツ
タ電圧ＶＢＥを示す。第４）欄に示す如く、本来の出力
電圧安定化動作に入つた後は、初期発振に寄与したトラ
ンジスタスイツチＴＲ２が完全にオフ状態のまま保持さ
れている。第７図は第６図に示した第２実施例のｉ変形
例を示す回路図である。
本回路は、第６図において出力側に設けられたＣ２，Ｒ
２時定数回路、トランジスタスイツチＴＲ２を入力側に
移し変えたものであり、その動作は第２実施例の場合と
同じである。以上説明したように本発明によれば、従来
問題とされていた電力損失の発生を完全に排除して絶縁
個所を２個所に減少させることができ、低コスト化なら
びにワンチツプ化が容易なＤＣ−ＤＣコンバータが実現
される。
２時定数回路、トランジスタスイツチＴＲ２を入力側に
移し変えたものであり、その動作は第２実施例の場合と
同じである。以上説明したように本発明によれば、従来
問題とされていた電力損失の発生を完全に排除して絶縁
個所を２個所に減少させることができ、低コスト化なら
びにワンチツプ化が容易なＤＣ−ＤＣコンバータが実現
される。
第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの第１構成例を回
路図と併用して示すプロツク図、第２図は従来のＤＣ−
ＤＣコンバータの第２構成例を回路図と併用して示すプ
ロツク図、第３図は本発明に基づく基本的な第１実施例
を示す回路図、第４Ａ図は第３図の要部に現われる信号
の波形を示す波形図、第４Ｂ図は第６図の要部に現われ
る信号の波形を示す波形図、第５図は第３図に示した第
１実施例の一変形例を示す回路図、第６図は本発明に基
づく基本的な第２実施例を示す回路図、第７図は第６図
に示した第２実施例の一変形例を示す回路図である。 図において、Ｔ１は変圧器、ＴＲｌ，ＴＲ２，ＴＲ３は
それぞれトランジスタスイツチ、Ｒ１は起動用抵抗、Ｒ
２およびＣ２はそれぞれ時定数回路を形成する抵抗およ
びコンデンサ、ＣＴは変流器、ＣＣ２は制御回路、Ａは
出力電圧検出回路、Ｄは発振器、Ｖｉｎは直流入力電圧
、０ｕｔは直流出力電圧である。
路図と併用して示すプロツク図、第２図は従来のＤＣ−
ＤＣコンバータの第２構成例を回路図と併用して示すプ
ロツク図、第３図は本発明に基づく基本的な第１実施例
を示す回路図、第４Ａ図は第３図の要部に現われる信号
の波形を示す波形図、第４Ｂ図は第６図の要部に現われ
る信号の波形を示す波形図、第５図は第３図に示した第
１実施例の一変形例を示す回路図、第６図は本発明に基
づく基本的な第２実施例を示す回路図、第７図は第６図
に示した第２実施例の一変形例を示す回路図である。 図において、Ｔ１は変圧器、ＴＲｌ，ＴＲ２，ＴＲ３は
それぞれトランジスタスイツチ、Ｒ１は起動用抵抗、Ｒ
２およびＣ２はそれぞれ時定数回路を形成する抵抗およ
びコンデンサ、ＣＴは変流器、ＣＣ２は制御回路、Ａは
出力電圧検出回路、Ｄは発振器、Ｖｉｎは直流入力電圧
、０ｕｔは直流出力電圧である。
Claims (1)
- １ 電力変換用変圧器Ｔ１と、直流入力電圧Ｖ＿ｉ＿ｎ
を断続的に該変圧器Ｔ１に印加するトランジスタスイッ
チＴＲ１と、該トランジスタスイッチＴＲ１のコレクタ
電流が通電される巻線Ｎ１′の該コレクタ電流に比例す
る電流をそのベースに供給する巻線Ｎ２′とこれら巻線
Ｎ１′、Ｎ２′に結合する巻線Ｎ３′とを備える変流器
ＣＴと、該変流器ＣＴの巻線（Ｎ３′又はＮ２′）に並
列接続されるトランジスタスイッチＴＲ２と、該トラン
ジスタスイッチＴＲ２を周波数ｆ＿１で周期的にオンせ
しめることにより前記トランジスタスイッチＴＲ１を周
期的にオフさせる時定数回路Ｃ＿２、Ｒ＿２とを含み、
前記変圧器Ｔ１の出力側の巻線Ｎ２の出力を整流および
平滑化して直流出力電圧Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔを得るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、前記トランジスタスイッチＴＲ
１をオンさせる起動用抵抗Ｒ１と、前記変圧器Ｔ１の出
力側に設けられる巻線Ｎ４と、該巻線Ｎ４を介して得ら
れる制御用電圧Ｖ＿Ｃ＿Ｃによつて駆動され且つ周波数
ｆ＿２（ｆ＿２＞ｆ＿１）で発振動作する発振器Ｄ、導
通幅制御回路Ｂおよび前記直流出力電圧Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ
の変動を検出する出力電圧検出回路Ａを内蔵する制御回
路ＣＣ″と、該制御回路ＣＣ″によつてオン、オフ制御
され且つ前記変流器ＣＴの巻線Ｎ３′に並列接続するト
ランジスタスイッチＴＲ３とを具備し、ここに前記直流
入力電圧Ｖ＿ｉ＿ｎ投入時には、前記トランジスタスイ
ッチＴＲ２によつて、前記時定数回路Ｃ２、Ｒ２による
発振動作のもとに、前記変流器ＣＴの前記巻線（Ｎ３′
又はＮ２′）を前記周波数ｆ＿１で短絡し、前記制御用
電圧Ｖ＿Ｃ＿Ｃの立上り後は、前記トランジスタＴＲ３
によつて、前記発振器Ｄの発振動作のもとに前記巻線Ｎ
３′を前記周波数ｆ＿２で短絡すると共に、該トランジ
スタスイッチＴＲ３は、前記出力電圧検出回路Ａの出力
に応じて、前記導通幅制御回路Ｂにより、その導通幅が
変化せしめられることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16282479A JPS5937669B2 (ja) | 1979-12-17 | 1979-12-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16282479A JPS5937669B2 (ja) | 1979-12-17 | 1979-12-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5686071A JPS5686071A (en) | 1981-07-13 |
| JPS5937669B2 true JPS5937669B2 (ja) | 1984-09-11 |
Family
ID=15761921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16282479A Expired JPS5937669B2 (ja) | 1979-12-17 | 1979-12-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5937669B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01160571U (ja) * | 1988-04-26 | 1989-11-08 |
-
1979
- 1979-12-17 JP JP16282479A patent/JPS5937669B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01160571U (ja) * | 1988-04-26 | 1989-11-08 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5686071A (en) | 1981-07-13 |
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