JPS5940725A - Ｆｍ検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明ｔよ、）゛Ｍステレオ受信機におけるＦＭ検波
回路に関する。

第１図は従来のクオドラチャ検波回路の回路図である。

この第１図において、１けＩＦアンプでアシ、このＩＦ
アンプｌの出力は位相比較器２の一方の入力端に接続さ
れているとともに抵抗Ｒ１、インダクタＬ１を介してコ
ンデンサＣ１、抵抗Ｒ２、インダクタＬ２とからなる１
次側共振回路に接続されている。

１次側共振回路の一端りアースされ、他端は位相比較器
２の他方の入力端に接続されている。

また、この１次共振回路には、インダクタＬ３、コンデ
ンサＣ２、抵抗Ｒ３とよりなる２次側共振回路がＭ結合
されている。そして、位相比較器２には、通常ダブルバ
ランス差動回路が用いられる。

次に％第１図のクオドラチャ検波回路の動作等ついて説
明する。

インダクタＬＩＩ／′ｉＩＦアンプ１の出力信号の位相
を９０’遅らせる。この９０’位相が遅れたＩＰアンプ
１の出力信号は１次側共振回路にょリ、位相比較器２の
二つの入力間の位相差は中心周波数で９０°であり、周
波数変化に対応して、９０°変化する。

１次側共振回路にＭ結合している２次側共振回路は、中
心周波数付近の位相特性を補正するためのものであり、
歪を改善している。そして、位相比較器２は二つの入力
信号の位相差を電圧に変換される。この位相比較器２の
出力信号がＦ　Ｍ検波出力となる。

このようなりオドラチャ検波回路の調整方法は、捷ず１
次側共振回路におけるインダクタＬ２のコアを回して位
相比較器２の出力を基準電圧に設定する。その後で、２
次側共振回路のインダクタＬ３のコアを回して歪を調整
する。

しかし、このような従来のクオドラチャ侠波回路では、
移相器（１次ｆＩｌｌ共娠回路）の特性が１次側共振回
路の単同調回路の位相カーブを２次側共振回路の単同調
回路で補正したものとなっているため、位相変化範囲が
９０°±９０°であり、離調周波数対歪率特性に限界が
あった。

この発明は、上記従来の欠点を除去するためになされた
もので、離調絢波数対歪率特性を大幅に改善でき、なお
かつ調整が簡単になるＦＭ検波回路を提供することを目
的とする。

以下、この発明のＦＭ検波回路の実施例について図面に
基づき説明する。

８１４２図はその一実施例の構成を示す回路図である。

この７；ｇ２図において、ＩＦアンプ３の出力端は位相
比較器５の第１入力端に接続されていることともに、抵
抗Ｒ４を介してインダクタＬ４とコンデンサＣ３と抵抗
Ｒ５とよシなる１次共振回路の一端に接続されている。

さらに、ＩＰアンプ３の出力端は位相比較器６の第２入
力端にも接続されている。

上記１次側共振回路の一端はアニスされ、他端、すなわ
ち、抵抗Ｒ４とインダクタＬ４との接続点は９０°シフ
タ４を介して位相比較器５の第２入力端に接続されてい
る。この位相比較器５の出力端はチューニングメータ　
（センタメータ）に接続されるようになっている。

また、インダクタＬ４、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ６とに
より２次側共振回路が形成されており、この２次側共振
回路は１次側共振回路とＭ結合されている。２次側共振
回路の一端はアースされ、他端は位相比較器６の第１入
力端に接続されている。この位相比較器６の出力端よシ
Ｆ　Ｍ　４Ｘ４波出力が得られるようになっている。

上記９０°シフタ４は第３図に示すように構成されてい
る。この′＃ｇ３図において、トランジスタＴｒ、のベ
ースは第２図の抵抗Ｒ４とインダクタＬ４との接続点に
接続されている。このトランジスタＴｒｌのエミッタは
抵抗Ｒ９に介り、てアースされ、コレクタは抵抗Ｒ７を
介して十Ｂの電圧が印加されるようになっている。コレ
クタは抵抗Ｒ８を介して、また、エミッタはコンデンサ
Ｃ５を介して出力端子Ｔｏに接続されている。

この出力端子Ｔｏ　Ｖｉｇ　２図の位相比較器５の第２
入力端に接続されている。

次に、以上のように構成されたこの発明のＦＭ検波回路
の動作について説明する。クオドラチャ検波器の特性を
改善するには、移相回路を改善すればよい。その一つの
方法として、第１図に示したような単調１回路の位相カ
ーブを２次側共振回路のインダクタで補正する移相回路
ではなく、適当な結合係数Ｍをもつ複同調回路の入力と
出力間の位相差を利用することができる。

この場合、位相の変化範囲は９０’±１８００となシ、
第１図のクオドラチャ横波回路の２倍も位相が変化でき
る。しかし、このままでは、１次側と２次側は相互に結
合しているため、調整が著しく困難となる。

そこで、この発明では、この調整を簡単にできるように
するために、チューニングメータは位相比較器５の出力
で駆動されるようにしておシ、そのための移相器として
は１次共振回路と９０°シフタ４で構成されている。こ
れにより、位相比較器５の二つの入力の位相差は９００
土９０’の変化となシ、位相比較器５の出力電圧が基準
電圧となるように１次共振回路におけるインダクタＬ４
のコアを調整する。

次に、２次１１１！Ｉ共振回路のインダクタＬ５のコア
を回してＸＩ”Ｉ整して、位相比較器６の出力が基準電
圧となるようにする。位相直線となる条件では、１次側
共振回路と２次側共去回路の結合式１が比較的小さいｌ
こめ、２次側共振回路のインダクタＬ５のコアを回して
も１次側共振回路のインダクタンスはほとんど変化しな
い。そして、位相比較器５の出力が基準電圧よりずれな
ければ、これで調整ｔま終了である。

位相比較器６の入力ｊ…の位相差は９００±１８０゜と
なり、直線検波範囲は第１図のクオドラチャ検波回路の
２倍となる。第３図はこの２倍となる９　０’シフタ４
を示し、第４図は離調周波数対歪率特性を示し、特性ａ
汀従来の場合であり、特性すはこの発明の場合を示して
いる。

なお、９０°シフタ４は第２図におけるＡの位置１、す
なわち、Ｉｌｉ’アンプ３の出力端と位相比較器５の第
１入力端間に挿入しても、上記と同様の効果が得られる
。また、この９０°シフタ４け第３図に示す回路以外の
回路でもよいことは云うまでもない。

以上のように、この発明のＦＭ検波回路によれば、移相
器として複ＪｉＪ調回ｊ格を用いて、１次側共振回路か
ら、ま′にはＩＩ−アンプからのいずれか一方の信号を
９０°シフタを通して第１の位相比較器て位相比較を行
ってチューニングメータを駆動式せ、ＩＰアンプの出力
と２次側共振回路の出力を第２の位相比較器で比較して
ＦＭ検波出力を得るようにしたので、従来に比較して、
検波直線範囲が２倍となル、歪を大幅に改善でき、しか
も調整が簡単に々る利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のクオドラチャ検波回路の回路図、第２図
はこの発明のＦＭ検波回路の一実施例を示す回路図、第
３図は第２図のＦＭ検波回路における９０６シツクの一
実施例の詳細な構成を示す回路図、第４図は従来および
この発明のＦ’Ｍ検波回路におけるｌｉｌ＃ｉｔ１．ｌ
Ｉ周波数対歪率特性を比較して示す図である。 ３・・・・・・ＩＦアンプ ４・・・・・・９０°シツク ５．６・・・・・・位相比較器 Ｒ４〜Ｉ乞９・・・・・・抵抗 Ｃ３〜Ｃ５・・・・・・コンデンサ Ｌ４．Ｌ５・・・・・・インタフタ ＴｒＩ・・・・・・トランジスタ 特豹出相人　　パイオニア株式会社 １−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. コンデンサとインダクタとによ多構成され、中間周波数
   イ＝号に共振する１次共振回路およびこの１次共振回路
   とＭ結合され、コンデンサとインダクタとによ多構成さ
   れる２次共振回路とにより複同調回路を構成した移相器
   と、上記１次共振回路からの信号あるいは上記中間周波
   数信号の位相を９００シフトする９　０’シツクと、こ
   の９０°シフタの出力と上記中間周波数信号あるいは９
   ０°シツクの出力と上記１次共振回路からの信号との位
   相比較を行ってチューニングメータを駆動する第１の位
   相比較器と、上記中間周波数信号と上記２次共振回路か
   らの信号との位相比較を行ってＦＭ検波出力′ｆｒ得る
   第２の位相比較器とよりなるＦＭ検波回路。