JPS594720B2 - チヤネルボコ−ダ方式による通話伝送装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は送信側でボコーダ分析器において、伝送すべき
通話信号から、フイルタバンクによつて定められる個数
Ｍ個の周波数位置及び幅の点で異なるスベクトルチヤネ
ルのスペクトルエンベロープ値及び場合により通話基本
周波数とか有声基準信号のような付加的通話固有のパラ
メータが導出され、所定のように１つのデイジタル和信
号にまとめられて、夫々１つの分析インターバルを有す
る順次連続するフレームのリズム（タイミング）で受信
側へ伝送されるようにし、さらに、デイジタル和信号は
受信側で再びＭ個の個々のスベクトルチヤネルと、場合
により通話固有のパラメータに対応づけられた付加的チ
ヤネルに分けられ、それにひきつづいてそれらのチヤネ
ル信号は受信側ボコーダ合成器に供給され該合成器は送
信側ボコーダ分析器に相応するフイルタバンクと、パル
ス発生器とを有し、出力側で、生成された合成通話信号
を送出するようにしたチヤネルボコーダ方式により通話
伝送する装置に関する。

チャネルボコーダ伝送方法は文献゛ＥＥＥトランズアク
シヨンズオンオーデイオアンドエレクノトロアクステイ
クズ第ＡＵ−１５巻、黒４１９６７年１２月、第１４８
〜１６１頁から公知である。

一般に、斯様なチャネルコータにおいて分析部及び合成
部にと同じフイルタバンク（ユニツト）が用いられる。
これにより半２重式通話の場合コストの点で有利になる
。それは、フイルタバンクをそのつど切換でき、各装置
ごとに唯１つ設けさえすればよいからである。ＩＣ技術
の発達過程においてアナログ回路からデジタル回路への
移行が益々行なわれるようになつて、チャネルボコーダ
はもつぱらデイジタル技術で実現されるようになる。

例えば文献゛ＩＥＥＥトランスアクシヨンズオンアクス
テイクススピーチアンドシグナルプロセシング゛第ＡＳ
ＳＰ２９巻黒１１９８１年２月第１３〜２３頁、殊に第
１６頁右欄第１段に示すように、デイジタル技術でフイ
ルタバンクの実現のためＲフイルタとＦＩＲフイルタに
ついて述べる。この種のフイルタのコストは著しく高い
。このことは殊に、有限のパルス応答を有する非巡回性
フイルタについても当嵌まる。それというのはそのフイ
ルタは高〜・次数のものでなければならないからである
。無限のパルス応答を有するデイジタル巡回形フイルタ
（ＩＩＲフイルタ）は上記目的のため著しく低い次数で
実現できるが、ＦＩＲフイルタの有利な特性を有しない
。デイジタルJャCルタとして、ＩＣ技術で実現でき小さ
な組込容積で済む所謂゛スイツチドキヤパシタフイルダ
（ＳＣＦ）を用いることもできる。

このようなフイルタはすべてのサンプル値フイルタと同
じくその伝達関数が周波数領域の点で同期的に繰返され
るという欠点を有する。換言すれば、そのようなフイル
タに対する入力信号はサンプリング周波数の＋を越える
スペクトル成分を有してはならない。実地の示すところ
によれば、外乱を避けようとすれば、入力信号の上限の
帯域端値はサンプリング周波数の＋からさらに間隔をお
いて離れていなければならない。分析部に関しては間問
は生じない。それは、その間隔を簡単な手段で確実に維
持できるからである。これに反して合成部ではパルス状
の励振関数に基づき著しぃ付加コストを掛けなければ上
述の要求を充足し得ない。換言すれば、内部ノイズの形
の外乱を十分抑圧するには著しくコストの掛るアナログ
のろ波素子を用いなければならない。本発明の課題とす
るところはデイジタル技術で構成されるチャネルボコー
ダの合成部に対して、比較的わずかな技術的コストのも
とで、生成される通話の最適通話品質を可能にする、デ
ィジタルフィルタパックを用いた手段を提供することに
ある。

この課題の解決のため本発明によればデイジタル技術で
構成されたフイルタバンク（ユニツト）は有限なパルス
応答を有する（ＦＩＲフイルタ）非巡回形時変性フイル
タＢｌｔ・・・・・・・・・・・ＢＭ″から成り、さら
に、フイルタバンクの入力側には一定のパルス振幅を有
するパルス発生器ＰＧ，ＰＮＧの励振量ｘ（ｎ）が供給
されるようにし、さらに、フイルタバンクの増幅（係数
）率の時変性が、フイルタバンク係数Ｈｉ（ｎ），Ｈｉ
ｌ（ｎ）と、順次連続するフレームのリズム（タイミン
グ）で伝送されるエンベロープ値Ａ１・・・・・・・・
・・・・ＡＭとの、乗算器ＭＵにおける乗算に一より、
生ぜしめられるようにしたのである。

本発明の基礎となる重要な認識によれば、ＦＩＲフイル
タのパルス応答に対して、その人力側に供給されるパル
ス列を、伝送されるエンベロープ値で重みづけしても、
または重みづけをフイルタ係数と伝送されたエンベロー
プ値との乗算により行なつても要するに帰するところ同
じである。

本発明によりフイルタバンクを、入力側に一定振幅を有
するパルス発生器の励振量の供給されるフイルタとして
構成することにより、著しく効果的に、合成部にて行な
わるべき乗算操作、ひいてはフイルタのコストを低減す
る。本発明の第１実施例によれば入力側に励振量を供給
されるＦＩＲフイルタが、それぞれ、最大限Ｎ個のタツ
プを有するＮ−１の同じ遅延段のカスケード接続を有し
、さらに各ＦＩＲフイルタはタツプに相応する個数のス
イツチを有し、該スイツチの制御入力側はタツプに接続
されており、さらに、各スィッチにより、乗算器の出力
側がフイルタ出力側と接続され、さらに乗算器の一方の
入力側が、所属の伝送されるエンベロープ値に対する入
力側を共通に形成し、乗算器の他方の人力側の各々にフ
イルタ係数が加わり、該係数により、フイルタ応答の全
体が定められるようにした。

本発明の別の実施例によればフイルタバンクはＦＩＲ加
算フイルタとして構成され、該ＦＩＲフイルタは最大Ｎ
のタツプを有するＮ−１の遅延段のカスケード接続を有
し、さらに、タツプに相応する数のスイツチを設け、該
スイツチの制御入力側がタツプに接続されており、さら
に各スイツチにより、乗算器一加算器回路の出力側が、
フィルタ出力側と接続され、前記回路は個別フイルタ係
数と所属の伝送されるエンベロープ値との積形成を行な
い、積の和を形成するようにしたのである。通常リダン
ダンシイ低減の理由からもつぱら２のべき乗で伝送され
るエンベロープ値を用いることにより、その、フイルタ
係数との乗算をそのつどシフト装置で行なうことが可能
になり、それによりコストの著しい一層の削減が可能に
なる。本発明のさらに別の実施例によればＦＩＲフイル
タないしＦＩＲ加算フイルタに供給される励振量を、有
声無声切換えを行なわずにパルス発生器により周期的に
発生され且伝送される通話基本周波数値によりその繰返
周波数の点で制御可能なパルス列であるようにし、さら
に、フイルタ係数の大きさを、それにより合成化通話の
最適通話品質が得られるように選定したのである。本発
明のさらに別の実施例によればＦＩＲ７イルタないしＦ
ＩＲ加算フイルタのフィルタ係数が、２ＫＨｚより大の
中心周波数に対して、パルス応答のなされるように構成
され、かつ２ＫＨｚより小の中心周波数に対してノイズ
応答のなされるように構成されているのである。

さらに本発明の実施例によればＦＩＲフイルタないしＦ
ＩＲ加算フイルタのすべてのフイルタ係数がノイズ応答
の行なわれるように選定されているのである。

次に図示の実施例を用いて本発明を詳細に説明する。

送信側で１分析インターバル内で１つの時分別多重フレ
ームにまとめられるエンベロープ値Ａｉおよび基本周波
ＮＯ並びに有声一無声音基準信号Ｓｃが、受信側で、デ
マルチプレクサＤＥＭＵＸ（ここには入力側から和信号
ＳＳが供給される）において、先ず、再びそれぞれのチ
ャネル、即ち、Ｍ個のエンベロープ値Ａｌ，Ａ２・・・
・・・・・・・・・ＡＭに対するＭ個のスベクトルチヤ
ネルと、有声−無声基準信号Ｓｃに対するチヤネルと、
基本周波情報ＮＯに対するチヤネルとに分れる。

本発明の合成部ＳＴはバンドパス、フイルタＢｌ，Ｂ２
・・・・・・・・・・・・ＢＭを有し、これらのフイル
タにはエンベロープ値が、それぞれ変調器Ｍｌ，Ｍ２・
・・・・・・・・・・・ＭＭを介して供給される。

変調器の各第２入力側には有声一無声基準信号Ｓｃに依
存して切換スイツチＵを介して、パルス発生器ＰＢによ
り発生される周期パルス列の形又はランダムパルス発生
器ＰＮＧにより発生される類似ランダムパルス列の形で
励振量ｘ（ｎ）が供給される。変調器出力側から送出さ
れエンベロープ値Ａｌ，Ａ２・・・・・・・・・・・・
ＡＭにより重みづけられた、パルス発生器ＰＧないしラ
ンダムパルス発生器ＰＮＧのパルスが、バンドパスフイ
ルタＢｌ，Ｂ２・・・・・・・・・・・・ＢＭを介して
導かれる。それにつづいてフイルタ応答Ｙ１（ｎ），Ｙ
２（ｎ）・・・・・・・・・・・・ＹＭ（ｎ）が、加算
器ＳＵを介して、合成部ＳＴの出力側における合成化さ
れた通話信号ｙ（ｎ）にまとめられる。バンドパスフイ
ルタＢｌ，Ｂ２・・・・・・・・・・・・ＢＭをＦＩＲ
フイルタとして構成する場合、出力信号ｙ（ｒ１）につ
いて、それらのバンドパスフイルタに対する第１図にも
同じく示すフイルタ係数ｈ１（ｋ），Ｈ２（ｋ）・・・
・・・・・・・・・ＨＭ（ｋ）を考慮した、次の関係式
が得られる。

その場合、ＦＩＲフイルタを成すバンドパスフイルタＢ
ｌ，Ｂ２・・・・・・・・・・・・ＢＭがＮ個のタツプ
を有し、２つの順次連続するパルスの平均時間間隔に等
しい遅延時間を有するＮ−１個の同じ遅延素子を有する
。

式（１）中の、最初の和（加算）記号の後方の式表現は
そのつどのフイルタ応答Ｙｉ（ｎ）を示し、したがつて
、式（１）を次のように表わすこともできる。式（１）
から明らかなように、パルス発生器ＰＧないしランダム
パルス発生器ＰＮＧから発生される励振量ｘ（ｎ）をエ
ンベロープ値Ａｉで重み付けする代わりにフイルタ係数
Ｈｉ（ｋ）をエンベロープ値Ａｉと乗算するようにすれ
ば、出力信号ｙ（ｎ）について同じ結果が得られる。

したがつて、合成部ｙ（ｎ）の出力信号に対する式（１
）を次のように書き換えることからできる。積Ａｉ−Ｈ
ｉ（ｋ）の代わりにＧｉ（ｋ）を代入すれば次式のよう
になる。

最初の加算記号の後方の式表現はやはり個別フイルタの
出力関数Ｙｉ（ｎ）を表わし、したがつてこの場合も次
式が成立つ。

式（３）〜（５）を実現する、ＦＩＲフイルタで構成さ
れた合成部ＳＴを第２図に示す。

今や第１図の時不変性のバンドパスフイルタＢｌ，Ｂ２
・・・・・・・・・・・・ＢＭの代わりに時変性ＦＩＲ
フイルタを成すバンドパスフイルタＢｌｌ，Ｂ２′・・
・・・・・・・・・・ＢＭ′が用いられる。この場合出
力量ｘ（ｎ）は一定のパルス振幅のパルス列の形でそれ
らのバンドパスフイルタの入力側に直接供給される。フ
イルタの時変性はエンベェープ値Ａｌ，Ａ２・・・・・
・・・・・・・ＡＭを介して次のようにして制御される
。即ち積Ｇｉ（ｋ）の形成によリフイルタ係数Ｈｉ（ｋ
）を重みづけるようにするのである。この重み付けは各
フイルタに対して、和信号の各々の到来フレームごとに
１度行なわなければならない。第３図にはそのような時
変性のＦＩＲフイルタの形態のバンドパスフイルタＢｉ
′が示してある。

このバンドパスフイルタはカスケード接続されたＮ−１
個の同じ遅延段Ｚ−１とＮ個のタツプを有する。Ｎ個の
タツプはＮ個のスイツチＳの制御入力側に接続されてお
り、これらのスイツチにより、そのつど乗算器ＭＵの出
力側が、フイルタ応答Ｙｉ（ｎ）を送出する加算線路１
と接続される。スイツチＳに所属する各乗算器ＭＵの一
方の入力側に、所属のエンベロープ値Ａｉが供給される
。ｎ個の乗算器ＭＵのＮ個の第２の入力側にフイルタ係
数Ｈｉ（０），Ｈｉ（１），・・・・・・・・・・・・
Ｈｉ（Ｎ−１）が加わる。カスケード接続の遅延素子に
供給される励振量ｘ（ｎ）はフイルタ内部で、パルスが
現われるか現われないかにしたがつて、スイツチＳを゛
閉゛又は゛開゛に制御する機能を有するに過ぎない。こ
のことが可能になつているのは励振量自体がもはやエン
ベロープ値によつて重みづけされていないからである。
従つて、時変性から時不変性のフイルタへの移行によつ
てＭ個の乗算器の節減が可能になる。既述のように、そ
れらの乗算器は著しく簡単な手法でシフト装置とに構成
できる。それは伝送されたエンベロープ値が、リダンダ
ンシイ低減の理由から、たんに、０又は２のべき乗であ
る値をとるに過ぎないからである。第４薗は第２図の合
成部ＳＴの１実施例を示し、その合成部ではバンドパス
フイルタＢＶ，Ｂ２ｌ・・・・・・・・・・・・ＢＭ′
が１つの加算フイルタにまとめられている。

第４図にＳＴ′で示す合成部の加算フイルタＳＢは第３
図に相応してやはり、Ｎ個のタツプを有するＮ個の同じ
遅延段Ｚ−１のカスケード接続を有し、それらのタツプ
はそれぞれＮ個のスイツチのうちの１つに接続されてい
る。第３図の個別フイルタと異なつて、乗算器の代わり
に乗算器加算器装置ＭＳが設けてあり、この装置ＭＳは
夫夫Ｍ個の乗算器を有する。Ｍ個の乗算器の出力側は加
算器ＳＵを介して所属のスイツチＳと接続されている。
乗算器一加算器装置ＭＳのＭ個の乗算器ＭＵの一方の入
力側に個別フイルタのすべての同等ウエイトのタツプの
フイルタ係牧ｋ）が供給され、一方、乗算器ＭＵの第２
の入力側にエンベロープ値Ａｌ，Ａ２・・・・・・・・
・・・・ＡＭが加わる。所定の時間間隔にて励振量ｘ（
ｎ）のパルスがスイツチの制御入力側に加わるが加わら
ないかに応じて、ぞれの加算開数が、それ 加算線路１に接続され、このようにして合成部ＳＴ″の
出力側にて出力信号ｙ（ｎ）が得られる。

本発明の基礎を成す試行から明かになつたところによれ
ば、時変性ＦＩＲフイルタを有するその種合成部におい
て、パルス応答ないしノイズ応答を定めるフィルタ係数
の適当な決定の際有声一無声基準信号Ｓｃの伝送及びラ
ンダム発生器ＰＮＧを省くことができる。この状況を第
５図に略示する。この場合フイルタ係数Ｈｉ′（ｋ）は
有利な手法で次のように定められる、即ち出力側におけ
る合成化された通話信号が最適の通話品質を有するよう
に定められる。このことは既述のように次のようにして
行なうことができる、即ち、加算フイルタＳＢのバンド
パスフイルタＳＢのバンドパスフイルタＢ１′，Ｂ７・
・・・・・・・・・・・ＢＭ／ないしフイルタ領域のフ
イルタ係数Ｈｉ′（ｎ）を、２ＫＨｚより大の中心周波
数に対してパルス応答のなされるように選定し、２ＫＨ
ｚより小の中心周波数に対してノイズ応答のなされるよ
うに選定するのである。なお、またバンドパスフイルタ
ないし加算フイルタのすべてのフイルタ係数ＨＶ（ｎ）
を適当な手法でノイズ応答の行なわるように選定するこ
とも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は通例従来チヤネルボコーダの合成部のフロツク
接続図、第２図は本発明の合成部の、第１図に相応する
プロツク接続図、第３図は第２図の合成部のデイジタル
帯域フイルタのプロツク接続図、第４図は本発明のデイ
ジタル加算フイルタを有する別の合成部の実施例のプロ
ツク接続図、第５図は本発明の合成部の別の実施例の回
路略図である。 ＮＯ・・・・・・基本周波、Ｓｃ・・・・・・有声一無
声（音）基準信号、ＤＥＭＵＸ・・・・・・デマルチプ
レクサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 送信側でボコーダ分析器において、伝送すべき通話
   信号から、フィルタバンクによつて定められる個数Ｍ個
   の周波数位置及び幅の点で異なるスペクトルチャネルの
   スペクトルエンベロープ値及び場合により通話基本周波
   数とか有声基準信号のような付加的通話固有のパラメー
   タが導出され、所定のように１つのディジタル和信号に
   まとめられて、夫々１つの分析インターバルを有する順
   次連続するフレームのリズム（タイミング）で受信側へ
   伝送されるようにし、さらに、ディジタル和信号は受信
   側で再びＭ個の個々のスペクトルチャネルと、場合によ
   り通話固有のパラメータに対応づけられた付加的チャネ
   ルに分けられ、それにひきつづいてそれらのチャネル信
   号は受信側ボコーダ合成器に供給され該合成器は送信側
   ボコーダ分析器に相応するフィルタバンクと、パルス発
   生器とを有し、出力側で、生成された合成通話信号を送
   出するようにしたチヤネルボコーダ方式により通話伝送
   する装置において、ディジタル技術で構成されたフィル
   タバンク（ユニット）は有限なパルス応答を有する（Ｆ
   ＩＲフィルタ）非巡回形時変性フィルタＢ１′…………
   ＢＭ′から成り、さらに、フィルタバンクの入力側には
   一定のパルス振幅を有するパルス発生器ＰＧ、ＰＮＧの
   励振量ｘ（ｎ）が供給されるようにし、さらに、フィル
   タバンクの増幅（係数）率の時変性が、フィルタバンク
   係数ｈｉ（ｎ）、ｈｉ′（ｎ）と、順次連続するフレー
   ムのリズム（タイミング）で伝送されるエンベロープ値
   Ａ１…………ＡＭとの、乗算器ＭＵにおける乗算により
   、生ぜしめられるようにしたことを特徴とするチヤネル
   ボコーダ方式による通話伝送装置。 ２ 入力側に励振量ｘ（ｎ）を供給されるＦＩＲフィル
   タが、それぞれ、最大限Ｎ個のタップを有するＮ−１の
   同じ遅延段Ｚ＾−＾１のカスケード接続を有し、さらに
   各ＦＩＲフィルタはタップに相応する個数のスイッチＳ
   を有し、該スイッチの制御入力側はタップに接続されて
   おり、さらに、各スイツチにより、乗算器ＭＵの出力側
   がフィルタ出力側と接続され、さらに乗算器の一方の入
   力側が、所属の伝送されるエンベロープ値に対する入力
   側を共通に形成し、乗算器の他方の入力側の各々にフィ
   ルタ係数ｈｉ（ｎ）が加わり、該係数により、フィルタ
   応答の全体が定められるようにした特許請求の範囲第１
   項記載の装置。 ３ フィルタバンクはＦＩＲ加算フィルタとして構成さ
   れ、該ＦＩＲフィルタは最大Ｎのタップを有するＮ−１
   の遅延段Ｚ＾−＾１のカスケード接続を有し、さらに、
   タップに相応する数のスイッチＳを設け、該スイッチの
   制御入力側がタップに接続されており、さらに各スイッ
   チにより、乗算器−加算器回路ＭＳの出力側が、フィル
   タ出力側と接続され、前記回路は個別フィルタ係数ｈｉ
   （ｎ）と所属の伝送されるエンベロープ値Ａｉとの積形
   成を行ない、積の和を形成するようにした特許請求の範
   囲第１項記載の装置。 ４ 乗算器はろ波装置によつて実現されている特許請求
   の範囲第１項記載の装置。 ５ ＦＩＲフイルタＢ１′…………ＢＭ′、Ｂｉ′ない
   しＦＩＲ加算フィルタＳＢに供給される励振量ｘ（ｎ）
   を、有声無声切換えを行なわずにパルス発生器ＰＧにょ
   り周期的に発生され且伝送される通話基本周波数値ＮＯ
   によりその繰返周波数の点で制御可能なパルス列である
   ようにし、さらに、フィルタ係数の大きさを、それによ
   り合成化通話の最適通話品質が得られるように選定した
   特許請求の範囲第１項記載の装置。 ６ ＦＩＲフイルタＢ１′…………ＢＭ′、Ｂｉないし
   ＦＩＲ加算フィルタＳＢのフィルタ係数ｈｉ′（ｎ）が
   、２ＫＨｚより大の中心周波数に対して、パルス応答の
   なされるように構成され、かつ、２ＫＨｚより小の中心
   周波数に対してノイズ応答のなされるように構成されて
   いる特許請求の範囲第５項記載の装置。 ７ ＦＩＲフイルタＢ１′…………ＢＭ′、Ｂｉ′ない
   しＦＩＲ加算フィルタＳＢのすべてのフィルタ係数ｈｉ
   ′（ｎ）がノイズ応答の行なわれるように選択されてい
   る特許請求の範囲第５項記載の装置。