JPS594897B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数が同一で互に位相の異なる複数の搬送
波を複数の情報信号でそれぞれ振巾変調した側帯波と一
つの搬送波との合成信号として表わされる放送波の受信
装置に関し、特にＡＭ一ＡＭステレオ放送受信機に関す
るものである。

近年、互に直交する搬送波を二つの情報で振巾変調して
合成し、これを搬送波とともに送出するステレオ放送が
提案されている。ところで、このような放送波は（１）
式で与えられここで、ＥＲ（ｔ）：放送波、Ｉ：搬送波
の振巾、Ｋｉ：ＡＭ変調度、Ｋｊ；ＡＭ変調度、ωｏ；
搬送波の角周波数、Ｆｉ（ｔ）、Ｆｊ（ｔ）；伝送すべ
き情報である。

この放送波は次式のように変形することが出来る。

但し （２）式から明らかなようにこの放送波は変調に基く位
相変動を伴つていることがわかる。

従つて、この放送波の受信の際には、通常のＡＭ放送受
信のための復調回路では復調できず、また復調用搬送波
の抽出にも、上述のように必ず位相変動分を含むので、
固定位相の搬送波を抽出するように工夫することが必要
である。

従来提案されている搬送波抽出回路は、電圧で共振点を
制御できる共振回路を入力信号で励振し、その共振出力
と入力信号とを位相比較して、位相比較出力で共振回路
を制御するようにした第１の位相同期回路と、この共振
出力を入力とする同様の第２の位相同期回路とを設け、
第２の位相同期回路の位相比較器出力のうち交流分を第
１の位相比較器へ帰還して共振回路を制御して位相変動
分への追従を抑えて、第２の位相同期回路の共振回路出
力として固定位相の搬送波を得て、該搬送波と入力信号
とで乗算検波して復調信号を得るようにしていた。

しかしながら、このような方式によるときは、搬送波抽
出回路に周波数選択特性がないので、いくつかの信号が
入力したときには、目的とする搬送波の抽出が行なわれ
ず、従つて受信が不可能となる欠点がある。

これを解決するために、本発明者は、搬送波抽出回路と
して、電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、その出力と入力信
号とを位相比較する第１の位相比較器とを備え、該第１
の位相比較器出力の直流分でＣＯを制御するようにした
第１の位相同期回路およびＶＣＯ出力で励振される電圧
制御型の共振回路と、この共振回路出力とＶＣＯ出力と
を位相比較する第２の位相比較器とを備え第２の位相比
較器出力の直流で共振回路の共振点を制御するようにし
た第２の位相同期回路を有し、共振回路出力の交流分を
第１の位相同期回路へ帰還して電圧制御発振器を制御し
て位相変動分への追従を抑えたものを考案した。

このような搬送波抽出回路を用いた受信装置の一例を第
１図にプロツク図で示す。

同図を参照して、アンテナ１で受信した放送波は、高周
波増巾および中間周波変換段２で、同調回路の操作で選
局される一方局部発振器３からの局部発振周波数と合成
されて中間周波数に変換され、中間周波増巾器４で増巾
されて復調器へ入力される。

なお、５は信号強度計である。ここ迄の構成は、従来の
ＡＭ受信機と同様である。復調器は、前述した２つの位
相同期回路ＰＬＬｌ，ＰＬＬ２を備えている。

すなわち、第１の位相同期回路は、中間周波信号を入力
とする第１の位相比較器６、その出力の直流分を抽出し
て増巾するローパスフイルタおよび直流増巾器７、その
出力で周波数を制御されるＶＣＯ８、その出力を分周し
て位相比較器へ供給する分周器９からなつている。一方
、第２の位相同期回路ＰＬＬ２は、分周器９の出力で励
振される共振回路１，０（この共振回路は例えば可変容
量ダイオードとコイルの並列回路のように、共振点を電
圧で制御されるものである。）と、この共振回路の共振
出力と分周器出力とを位相比較する第２の位相比較回路
１１と、その出力の直流分を抽出して共振回路１０へ制
御信号として供給するローパスフイルタ１２とからなつ
ており、第２の位相比較器１１のうちの交流分は交流増
巾器１３を介して第１の位相同期回路ＰＬＬ，のローパ
スフイルタおよび直流増巾器７へ負帰還されて、位相変
動分を抑圧している。なお、ここで分周器９は、必ずし
も設ける必要がないことは明らかであろう。ただし、こ
の例の場合では後述のとおり、別の目的でも使用してい
る。このような位相同期回路を使用すれば、第１の位相
同期回路ＰＬＬｌのキャプチャレンジを狭くしておけば
、入力信号がいくつかの周波数の合成されたものであつ
ても確実に目的とする周波数をとらえることができるの
で、すなわち周波数選択性があるので、ＶＣＯ８出力と
して固定位相の搬送波（この場合は分周器９を用いてい
るのでその整数倍）を得ることができ、従つて、第１の
位相比較器６の出力にオーデイオ成分として一つの情報
信号を得ることができる。

即ち第１の位相比較器を一つの復調器として利用できる
。そして坤出された搬送波をそれぞれ他の情報信号を含
む信号成分の搬送波の位相に応じて移相させ、乗算検波
すれば、他の情報信号を復調することができる。

ここでは、放送波が（１）式の場合を示しているので、
分周器９から第１の位相比較器６への出力とは９００ず
れた即ち入力信号の搬送波と同一位相の搬送波信号を得
て、これで乗算検波器１４にて入力信号を検波して、他
の情報信号を復調している。

すなわち分周器９は移相器として利用されている。従つ
て、今二つの情報信号が、従来のステレオ放送と同様、
それぞれ（Ｌ＋Ｒ）信号、（Ｌ−Ｒ）信号とすると、位
相比較器６の出力のオーデイオ成分（Ｌ＋Ｒ）をオーテ
イオ増巾器１５で増巾し、一方乗算検波器１４の出力（
Ｌ−Ｒ）をオーデイォ増巾器１６，１７で増巾して（１
６，１７の一方は反転増巾器である５。

）、これらの出力をデマトリツクス回路１８を通して、
Ｌ信号、Ｒ信号を得る。そしてそれぞれパワーアンプ１
９，２０を介してスピーカ２１，２２へ供給される。か
くして、ＡＭ−ＡＭステレオ放送の受信が可能である。
なお、スイツチＳｌａ，Ｓｌｂはステレオ−モノラル切
替スイツチで連動で、図ではステレオ受信時を示す。モ
ノラール時では、（Ｌ−Ｒ）信号はないので、スイツチ
Ｓ，ａを開いて、オーデイオ増巾器１６，１７への入力
を遮断し、スィツチＳｌｂをオンとしてオーデイオ増巾
器１５の利得を変えるようにしている。以下、第１図の
受信機の動作を更に詳細に説明する。

第１図の受信装置の動作を説明する。

（１）式で示される如き放送波を１で受信し２にて所要
のレベルに選択増巾し周波数変換された放送波をＴｉ端
子に得る。

この信号をＥＩ（ｔ）とすれば、と表わすことができる
。但し ｏ：周波数変換された搬送波の振幅 ωｏ：中間角周波数 （１）式と同一のものは同一記号で示した。

（３）式の信号は（１）式の信号と同様変調に伴う位相
変動を伴つている。（３）式から二つの情報 と を分離して検波する為には、復調器に於て（３）式の搬
送波にロツクした固定位相の復調搬送波を発生させなけ
ればならない。

ＰＬＬ，は（３）式の信号の所要周波数帯域の位相変動
に追従するフエーズロツクドループで、比較的早い位相
変動にも追従するように成されている。

この為ＴｉからＶＣＯ８の自走周波数とキャプチャレン
ジ内に収まる周波数差を有する信号が印加されるとＰＬ
Ｌｌは高速で直ちにこの信号にロツクする性能を有して
いる。しかし、ＰＬＬの選択度を向上させる為にはキヤ
プチヤレンジを（ωｏ／２π±１５ＫＨｚ）以下にしな
ければならないので９からの信号とＴｉから入力される
信号とを６，１４で乗算検波すると、入力信号の周波数
がキャプチヤレンジ内に入つていない状態でＶＣＯの自
走周波数に近づいた時６，１４の出力に可聴周波のビー
ドを生じ２１および２２から再生される。

またＰＬＬ，のロツクが外れる時も同様である。ＰＬＬ
２は、ＰＬＬ，のＶＣＯの出力信号に関連した９からの
信号を参照にしている。この信号はＰＬＬ，が入力信号
の位相変動に追従している範囲内で、やはり印相変動を
伴つている。１０は９とルーズカツプルで励振されて（
・る為１０のＱの効果でその共振周波数の振動を保持し
ようとする。

それ故９からの信号の位相が変動しても１０の振動の位
相は殆ど動かない。従つて１０の入力と出力信号との間
に位相変動の差を生じ（但し平均周波数は一致している
）この差が１１に因つて比較され電圧変動に変換される
。この電圧変動の内、直流成分と可聴周波数以下の超低
周波成分が１２に因つて抜き出され、１０の共振周波数
をコントロールし、１０の入力信号と出力信号との平均
位相差が常にπ／２と成るように成される。上記以外の
周波数成分は１３に因つて所要のレベルに増幅され、７
へ帰還される。この帰還信号に因つて８の周波数変動が
抑圧され８および９の位相が固定される。この結果９の
出力信号はＴｉの入力信号と同波数が同一且つ位相が固
定された入力信号と平均位相に於てπ／２差を有するも
のと成る。

この信号は（３）式が入力信号の場合、ＥＯｓω０ｔと
同一と成る。

従つて６および１４にてこの信号と入力信号とを乗算す
ると６の出力には（５）式の情報が、また１４の出力に
は（４）式の情報がそれぞれ分離して得られる。

ＰＬＬ２の参照信号の位相変動に対する応答は１２の通
過帯域が狭い為ＰＬＬ，に比し遅い。

６および１４の出力に得られた情報に対応する電圧は１
５，１６，１７で増幅され１８にて演算される。

１６の出力と１７の出力とは互に逆位相であるよう成さ
れる。

１８の出力には所定の演算処理された複数の可聴周波数
信号を得それぞれ、１９および２０にて増幅し２１，２
２から音響出力として再生する。

このような動作をする受信装置に於ては、放送波に対す
る同調、離調が必要である。このような操作を行つた際
、前述の如く２１および２２から本来不要なビード音を
発する為同調非同調を検知し、２１および２２への信号
を断続するオーデイオミユーテイングや、またＰＬＬの
ロツクイン時間の可変、ＰＬＬｌのキヤプチヤレンジの
可変また混信に基づく誤動作の防止等が必要に成る。第
１図の復調器において、ＰＬＬｌが入力信号にロツクし
ている定常状態では、入力の位相変動に対する復調搬送
波（９の出力）の位相変動の応答は極めて遅い。これは
、前述の如く、入力信号の平均位相にロツクさせなけれ
ば復調搬送波を得ることが出来ないという必然性からで
ある。この条件はＰＬＬ，が非ロツクの状態でも保持さ
れている。１その為、２および３のバリコンを回転させ
放送波を選択し同調する場合、Ｔｉに希望の信号波が得
られＰＬＬｌをロツクさせようとしても非常に時間がか
かり、バリコン操作による選択の速度とＰＬＬｌがロツ
ク後正常な音声出力が２１，２２から得られる訳である
から、これとがマツチしない。

従つて殆ど同調が不可能である。２また、ＰＬＬｌがロ
ツクする迄６，１４からビードを発生し２１，２２から
ビード音が発せられる為、不快感を与える。

３また入力信号の平均位相に正確にＰＬＬｌをロツクさ
せる為には、８が自走状態の周波数を９で分周した周波
数が入力信号の周波数と一致していなければならない。

それ故ＰＬＬ，のロツクの速度が遅いと、このチユーニ
ング操作の速度とマツチしないため同調が不可能である
。しかもこのＰＬＬｌ，ＰＬＬ２は、入力の位相変動に
反発するように動作するため、ヒステリシス現象を生じ
更に困難である。このヒステリシス現象とは次のような
ものである。

正確な伺調を行うため、チユーニングメータを使いこの
指示を基にチユーニング操作をする。チューニングメー
タは通常指針がメータの目盛の中心に位置する時正確に
同調していることを示している。それ故非同調から同調
させようと操作すると、本ＰＬＬ，，ＰＬＬ２の場合、
この操作による指針の動きが本来同調方向に向うように
操作していても、一旦はその方向に向うものの操作を停
止するとその後逆方向に向う現象が起きるｏこれがヒス
テリシス現象である。４更にＰＬＬ，，ＰＬＬ２の組合
せによつて、入力信号の位相変動に対して固定位相を保
つよう構成されると、実際にこれが受信装置に使われて
いる時、希望入力信号の周波数と極めて接近した周波数
（数Ｈｚ差程度）を有する信号が混信し、この複合信号
を参照することに成る場合が有る。

このような妨害信号が混入すると６の出力には希望信号
に基づく位相変動に妨害波の位相変動及び、周波数差に
基づく位相変動が重畳される。その為オーデイオミユー
テイング検出信号として６の出力を用い６の位相誤差信
号があるスレツシヨルドを越えた時制御信号が出るよう
に成されている場合、単一信号に因る電圧変動よりも大
きく成るため、誤動作を生じることに成る。この誤動作
は妨害信号レベルが希望信号のレベルに対して無視出来
なく成ると周波数差に基づく位相変動と妨害波の変調に
基づく位相変動が支配的に成り、周期的に起すように成
る。５ＰＬＬ，のキャプチヤレンジを、放送波の周波数
配置よりも狭くすることに因つてある程度の選択性を得
ることが出来る。

しかし離調時から狭くしておくと、ＰＬＬ，の応答速度
が遅く成り、同調をしにくい欠点が有る。

また、これを避けるため、離調時にキヤプチヤレンジを
ある程度広くして置き、ＰＬＬｌがロツクした後狭くす
るような手段を使つた場合、人力信号の周６波数とこれ
と比較している信号の自由振動周波数との差がそのキャ
プチャレンジ以下に成つていないと、ロツクが再び外れ
てしまう。このような現象を防止するためには、正確に
ロツクした後キヤプチヤレンジを狭く成せれば良いこと
に成る。従つてどこからこのコントロール信号を得るか
が重大な問題と成る。土述のとおり、第１図のＰＬＬ，
，ＰＬＬ２からなる復調器を備えた受信装置では、実際
の放送の受信において、種々の困難があり、これらを解
決することが必要である。従つて、本発明の目的は、上
述した２つの位相同期回路ＰＬＬ，，ＰＬＬ２を備えた
復調器を有する受信装置における利点を生かしながら、
選局が容易に行なえるようにした受信装置を提供するこ
とである。

この目的のために、本発明は周波数が同一で互に位相の
異なる複数の搬送波を複数の情報信号でそれぞれ振幅変
調した側帯波と一つの搬送波との合成信号として表わさ
れる放送波の受信装置であつて、受信放送波を選択する
周波数選択回路を備えた高周波増幅および周波数変換段
と、その出力である中間周波信号から復調用の搬送波を
得て各情報信号を復調する復調器と、離調時にスピーカ
回路を遮断するミユーテイング回路とを備えた受信装置
において、上記復調器は、電圧制御発振器と、その出力
および上記中間周波信号とを位相比較する第］の位相比
較器と、その出力から直流分を抽出して制御信号として
上記電圧制御発振器へ供給する第１のローパスフイルタ
とを有する第１の位相同期回路、上記電圧匍磨発振器の
出力で励振され電圧信号で共振点を制御される可変共振
回路と、該可変共振回路の共振出力と上記電圧制御発振
器の出力とを位相比較する第２の位相比較器と、その出
力から直流分を抽出して制御電圧信号として上記可変共
振回路へ供給する第２のローパスフイルタとを有する第
２の位相同期回路、および同調時に上記第２の位相比較
器の出力の交流分を上記電圧制御発振器への制御信号へ
帰還重畳するための帰還回路で構成され上記電圧制御発
振器の出力に固定位相の復調用搬送波を得るようにした
復調用搬送波抽出部と、出力に一づの情報信号成分を検
波出力する上記第１の位相比較器と、上記電圧発振器出
力を上記それぞれの搬送波と同相となるように移相した
ものと上記入力中間周波信号とを乗算検波してそれぞれ
の情報信号を得る乗算検波器とからなる検波部から構成
されており、しかも上記第２の位相比較出力側に直流お
よび交流増幅器を設けるとともにその出力側に直流遮断
用コンデンサを設けて上記帰還回路へ交流分を供給する
ようにするとともに、該増幅器入出力間の直流レベル差
の有無を検出する比較回路を設け、一方上記帰還回路に
帰還量制御回路を設けて、該比較回路出力にて該レベル
差が零のとき全帰還がかかり、レベル差があるとき帰還
を遮断するように、該帰還量制御回路を制御するように
したことを特徴とするものである。

このような構成によれば、離調時には第２の位相同期回
路から、第１の位相同期回路への交流分の帰還が遮断さ
れるので、第１の位相同期回路の応答速度が速くなるの
で、同調動作が容易に行なえる。

また第１の位相同期回路がロツクすると第２の位相同期
回路から第１の位相同期回路へ交流分が帰還されるので
、第１の位相同期回路のキヤプチヤーレンジが狭くなり
、同調した放送波を安定して受信できる。なお、上記ミ
ユーテイング回路を、上記第１の位相比較器出力中の直
流成分を検出して直流成分が零を中心に正負に微小の一
定レベル以内のときオン信号を、それ以上のレベルのと
きオフ信号を発生する第１の直流レベル検出器と、上記
乗算検波器出力中の直流成分を検出して直流成分が零の
ときオフ信号を直流成分があるときオン信号を発生する
第２のレベル検出器と、上記第１および第２のレベル検
出器出力を受けて少くとも一方がオフ信号のときミユー
テイング信号を発生するミューテイング信号発生手段と
、上記スピーカ回路中に設けられ上記ミユーテイング信
号でオフとされるミユーテイングスイツチとで構成する
ことにより、上記第１の位相同期回路が完全にロツクす
る迄、ミユーテイングがかかるので、希望局が選局され
る迄は音声出力を自動的に遮断し、希望局が選局される
と自動的に速やかに音声出力が得られ、これによつて同
調動作が正確に行なえる。

更に、本発明による上記受信装置に、上記乗算検波器の
検波出力側に設けたスイツチと、このスイツチのオン・
オフを制御するスイツチ制御回路と、上記選択された受
信放送波に含まれるステレォパイロット信号を検出する
回路とを付加して、該ステレオパイロツト信号が検出さ
れたとき上記スイツチをオンし、他の場合はオフとする
ようにすれば、ステレオとモノラルの受信を自動的に切
替えることができる。

以下、本発明を図面に示す実施例を参照して詳細に説明
する。

第２図は、本発明の一実施例を示すプロツク図で、第１
図と同様の部分は特に関連する部分を除いて省略して示
した。第２図を参照して、６，７，９，１１および１４
は第１図と同一の部分で、１３′，Ａ−Ｅ，Ｓｆａ，Ｓ
ｆｂを設けることによつて前述の欠点が解決されている
。

プロツクＡ，Ｂはともに、直流レベル検出器で、プロツ
クＡは、乗算検波器１４の出力に直流分があるかないか
を検出して、それに応じた信号を発生する。

一方直流レベル検出器Ｂは、第１の位相比較回路６の出
力中の直流分を検出し、そのレベルに応じた信号をメー
タＥへ与えこれを表示させるとともに、直流レベル検出
器Ａからの信号の制御を受けて出力信号を発生する。す
なわち、乗算検波器１４の出力に直流分があるのは、位
相同期回路ＰＬＬ，がロツクしているときである。

従つて、直流レベル検出器に出力があ゛るのは、ＰＬＬ
，がロツクしているときである。一方、位相比較回路６
に直流分が発生するのは、ＰＬＬｌがロツク状態であり
ながら、入力周波数と、ＶＣＯの自走発振周波数を分周
器９で分周した出力とに位相差があるときである。従つ
て、位相比較器６の出力の直流分が零で乗算検波器１４
の直流分があるとき、ＰＬＬ，がロツクしていると同時
に、入力信号と分周器９の出力とが同一周波数になつて
いること（すなわち同調がとれたこと）を示す。

従つて、直流レベル検出器Ｂは、位相比較器６の出力の
うち直流分がほぼ零のとき（零を中心として一定の微小
レベル内にあるとき）で、直流レベル検出器Ａからの出
力が乗算検波器１４の出力に直流があることを示す出力
であるとき、出力信号を発生するようにしてあり、これ
により、オーデイオミユーテイング解除の信号を得てい
る。なお、このような直流レベル検出器Ｂの動作は、直
流レベル検出器とアンド回路とで容易に実現される。

プロツク１３″は交流と同時に直流をも増巾する増巾器
で、第１図の１３に代えて使用したもので、帰還信号と
して直流分を遮断するために、出力側にコンデンサＣＯ
を設けている。

プロツクＣは、直流電圧比較回路で、増巾器１３′の入
力直流電圧レベルを比較して、両者が等しいとき出力信
号を発生する。

プロツクＤは、ＰＬＬ２からＰＬＬｌへの帰還を制御す
る回路で、直流レベル検出器Ｂからの出力信号で、半帰
還を許し、直流電圧比較回路Ｃの出力で全帰還を許すよ
うになつている。

この制御回路Ｄは、第３図に示すようにＢおよびＣから
の信号で充放電回路を制御するようになつている。プロ
ツクＦは、時定数回路で、Ｃからの信号でミユーテイン
グスイツチＳｆａ，Ｓｆｂの時定数を大にするもので、
これによりＢからの出力信号の一時的変動でミユーテイ
ングが動作しないようになされる。以上のＡ−Ｆのプロ
ツクの追加によつて、第１図の受信機における前述の１
〜５の欠点がどのように解決されているかを説明する。

１の対策 これは、次のように成すことに因つて解決する。

ＰＬＬｌは追従速度が早いことを述べた。ＰＬＬｌとＰ
ＬＬ２が結合された状態即ち１３から７に帰還がかかつ
た状態では極めて遅い。そこでこの性質を利用し離調時
にはＰＬＬ２からＰＬＬｌへの帰還を遮断しておきまず
ＰＬＬｌで高速に入力信号を捕えロツクする。

ＰＬＬｌがロツクするとＰＬＬ，の共振回路の共振周波
数がＰＬＬｌの９の出力周波数に成り、ＰＬＬ２はこれ
にロツクするように動作する。それ故ＰＬＬｌがロツク
した後、ＰＬＬ２からＰＬＬｌへの帰還をかかるように
してやれば良いことに成る。しかしＰＬＬ，にはキヤプ
チャレンジが有る為ロツクしてもそれが正確に同調した
状態であるとは限らない。故にＰＬＬｌがロツク後直ち
にＰＬＬ２からＰＬＬ，に帰還がかかるように成すとチ
ユーニングメータ一の指示を見ながら、正確に同調しよ
うとすると３のような現象が起き同調が不可能となる。

これを解決するには、正確に同調を終えた時点でＰＬＬ
２からの帰還をかければ良いことに成る。ＰＬＬ２はＰ
ＬＬｌよりも応答が遅いことを述べたが、これを利用す
れば良いことに成る。即ち、ＰＬＬ２の１３１の入力と
出力との直流レベル差が零付近に成つた時は、受信には
十分な正確さで同調されている時であるからＣによつて
この状態を検知し、Ｄの状態をオンにしＰＬＬ２から帰
還がかかるようにする。そしてＣからＤをオンにすべき
コントロール信号が出た後、更に遅れてＤを実際にオン
にするようにし、（通常２〜３秒後）同調操作時の如く
平均位相変動を起している時およびそのような事態が発
生した時にはＤを直ちにオフにし帰還を遮断するよう成
す。このように設定することに因つてＰＬＬｌが正確に
ロツク（同調）した後帰還がかかるよう成すことが出来
ると共に３のような現象も生じず、チユーニングメータ
Ｅの指示に従つて同調することが極めて容易に成る。ま
た同調から離調しようと操作すると、前記の如くＤは直
ちにオフと成り、ＰＬＬは高速に成るから高速でロツク
が外れる。これはロツクが外れた時８が直ちに自走周波
数に戻ることを示しているからロツクレンジを適正に設
定することに因つて離調時のビードを軽減することが出
来る。尚Ｄをオン、オフするＰＬＬ２からＣに入る信号
は、平均的位相の変動に対して極めて敏感に成される。
これは１３１の電圧利得が高いので、位相の変動を示す
１３′への入力電圧が僅か変化しても直ちにＤをオフに
するコントロール信号が出る。故にもしＤの回路がＰＬ
Ｌ２からの帰還信号をＰＬＬｌがロツクしているにもか
かわらず、全く遮断するように成されていると、音声出
力が得られているにもかかわらず、そのような状態が起
こり非常に歪んだ音と成ると共に左右チャンネル間のセ
パレーシヨンが悪化する。そこで本案ではＤの回路に次
のような方法を採用している。即ち、ＰＬＬ，がアンロ
ツク時（離調時）には、Ｄ′（′ＰＬＬ２からの帰還信
号を完全に遮断して置く。

そしてＰＬＬ，がロツク（同調）し且つＰＬＬ，の同調
状態即ち、Ｔ１の入力信号の周波数と９からの信号の自
走周波数との差を示す信号を検知して動作するＢから、
許容し得る周波数差範囲内に有すことを示すコントロー
ル信号が得られた時、オーデイオミユーテイングを解除
し音声出力を出すと共に、音声出力に聴感上歪とセパレ
ーシヨンの悪化を感じず、その後の同調操作に障害が無
い程度の信号がＰＬＬｌにＰＬＬ２から帰還されるよう
Ｄが動作する。そして、更に正確な同調が成された後Ｐ
ＬＬ２の同調状態を示すＣの出力がＤをオンにすべき状
態に成つた時、全帰還がかかるように成されている。即
ち、Ｄによつて同調状態に因果する多段帰還レベル切換
を行うよう成されている。従来はＰＬＬ，のみからコン
トロール信号を得ていたがこのようにＰＬＬｌおよびＰ
ＬＬ２の両者からコントロール信号を得てコントロール
することに因つて相乗効果が得られる。２の対策 ビードを発する原因としては前述の如くＰＬＬのキヤプ
チヤレンジ、およびプルイン速度が有す。

キヤプチヤレンジが狭くなるとこの現象が現われると共
に入力信号の周波数がキャプチャレンジ内に入つても、
ＰＬＬがこれにロツクする迄の過渡状態が長いとこの間
にビードを発する。この現象は手動による同調速度と密
接な関係が有り、ＰＬＬのロツク速度が遅く、同調操作
速度が早いと、放送波が存在する位置では全てビードを
発することに成る。そしてキャプチャレンジを狭くする
に従つてプルイン速度が遅く成るから前述のＰＬＬの選
択性との関連およびプルイン速度との関連から自づと妥
協点が有る。もしプルイン速度を遅いまま、ＰＬＬ，の
第１のウインドコンパレータすなわちＢからのコントロ
ール出力をミユーテイングに使うと、同調操作速度が早
いと、このコントロール出力の発生する速度も落ちるの
で、全く音声出力が得られず、聴感上放送波の存在を知
ることが出来ない。５の対策 そこで本案ではＰＬＬｌとＰＬＬ２の性質を巧みに利用
しこの解決をしている。

まず、離調状態では、ＰＬＬｌのキヤプチャーレンジを
広くし、しかし隣接局との選択性を損わないレンジに設
定する。

そしてＰＬＬ，がロツク（同調）し且つ正確な同調が行
われた後、ＰＬＬ２のＣから得られたＤをオンにする信
号と同じタイミングかあるいはそれよりも遅れてキヤプ
チヤーレンジを狭くする。このように成すことに因つて
キヤプチャーレンジを狭くする過程でロツクが外れるよ
うな事態を避けることが出来る。何故ならキヤプチヤー
レンジを狭く成す時点では既に正確に同調されているか
らである。もしＢからの信号を使うとキヤプチヤーレン
ジを狭くする過程で同調状態がこの範囲内に無い場合が
生じロツクが外れる可能性があるので好ましく無い。ま
たキヤプチヤレンジが狭い状態のまま離調すると、ロツ
クが外れ離調する際にビードを発生する。Ｃの出力信号
は極めて敏感に動作するからこのような現象を防止する
ことができる。即ち離調しようとするとＣから直ちにキ
ヤプチヤレンジを広げるコントロール信号が発生されこ
のようなキヤプチヤレンジのコントロールと共に、ＰＬ
Ｌの同調状態を示すコントロール信号を併用しオーデイ
オ出力にミユーテイングをかけ、（Ｓｆ）ビード障害を
防止している。ミユーテイング及びチユーニングの説明 まず離調時にはＰＬＬはアンロツク状態に有るから、１
４の直流電圧出力は零でＡからＢＶＣＳｆをオフに成す
べき信号を供給している。

６の出力もやはり零でＢからＳｆをオンにする信号を出
すべき状態に成つているが、Ａからの信号が優先するよ
う成されているので、Ｓｆはオフである。

次にＰＬＬｌがロツク（同調）して正確な同調状態に無
い時は１４の直流電圧出力が現われＡからＢへＳｆをオ
ンにすべきコントロール信号を供給するが、６の出力に
も直流電圧が現われＢからＳｆへオフ状態を保つコント
ロール信号を供給し、これがＡからの信号に優先するよ
うに成されているので依然としてＳｆはオフである。こ
の時Ｅには離調状態を示す電圧がＢから供給されており
、その指示が行われている。この指示を頼りに同調の操
作が引続き行われる。そして同調状態が所定の正確さの
範囲内に入ると、ＢからＳｆをオンにすべき信号が発生
されＡおよびＢの条件が一致するからＳｆはオンに成り
、音声出力が現われる。これがミユーテイングの動作で
あるが、ＢからＤにもＤをコントロールする信号が供給
されている。

離調および同調時でも不正確な同調時には、前述のミユ
ーテイング時と同じ動作でＢからＤへＤを完全にオフに
保つ信号が送られている。

これが前記所定の正確さの同調範囲に入ると、ＢからＤ
をオンにしても良いというコントロール信号が供給され
る。しかし、この時同調操作中で平均位相変動を起して
いる時はＣからＤにＤを半帰還状態に保つようなコント
ロール信号が与えられる。そして同調操作を終り正確に
同調されるとＣからある短い時間内にＤを全帰還状態に
する信号をＣが発する。このタイミングでＣからＦにも
信号が供給され前記ミユーテイングスイツチＳｆのコン
トロール回路の時定数を大きくするようにコントロール
しＢからＳｆに供給されているＳｆのオン・オフ信号が
、前記の４に述べた如く周期的あるいはランダムに変化
しても、Ｓｆをオンに成す状態を保持するから誤動作を
起さない。一旦完全なチユーニング状態に入ると本ＰＬ
ＬはＰＬＬの内部の位相変動が固定されるように動作す
るから、ＰＬＬ２の参照信号即ち９からの信号の混信に
基づく位相変動は、抑圧され１１の出力は一定のレベル
を保ち、１３′の出力も保持されているからＣからＦへ
のコントロール信号も変化しない。従つてこの信号をＦ
のコントロール信号として使うことによつて前記誤動作
を防止できる。正確に同調されると、６の直流出力は零
と成る。

リスニング状態では、この最終的な状態が維持される。
離調動作 離調操作を行うと１３／の出力に平均位相の変動を示す
信号が直ちに現われＣの出力には殆ど同時にＦ，Ｄをオ
フ、および７のキヤプチヤレンジを狭から広にすべきコ
ントロール信号が発せられる。

そしてＦ，Ｄおよびキャプチャレンジ切換がこのように
成された後、所定の離調状態に成るとＢからＳｆをオフ
にすべき信号が発せられオフと成され、音声出力が遮断
される。（この時は未だＰＬＬはロツクしている）更に
離調されアンロツク即ち完全な離調状態に成ると、Ａか
らＢへＳｆをオフに保つ信号が供給される。この時６か
らＢにはＳｆをオンに成すべき信号が供給されるが、Ａ
からの信号が優先しているのでＳｆはオフに保たれる。
同調、離調操作に因つてこれらの動作が繰返される。

このようにして完全な制御が行われる。

この復調器は、Ｔ１に印加される信号がモノーラル信号
であろうと、ステレオ信号であろうと同調時には常にス
テレオを復調出来るモード（即ち、復調搬送波が固定位
相）に成つているのが特長である。

そこでもし入力信号中にステレオ信号であることを示す
パイロツト信号が含まれていれば、これを確実に検知す
ることが可能である。即ち、ステレオ信号を（１）式の
ような信号に成す放送に於ては（１）式第２項の部分に
、パイロツト信号情報を入れるのが一般的である。

今仮にパイロット信号を但し α：パイロツト信号の振幅 ｐ：パイロツト信号の角周波数 とすると、 の如き放送波にされているので、受信では（７）式を復
調しを検知しなければならない。

但し ｍ：変調度 パイロツト信号を検知する場合に注意しなければならぬ
ことは、正確に同調した状態で検知され且つ入力信号中
に外部雑音が隣接妨害信号が混入している時に誤知せぬ
ことである。

第２図の復調器では、同調し定常状態に成つたこの信号
は定常状態に於ける９の出力と同一である。

そこでパイロツト信号検知および制御系は第４図のよう
に構成できる。第４図に於て、Ｉはパイロツト信号選択
増幅器と直流電圧出力変換器、はスイツチＳｌａ，ｂの
ドライバ、は受信モードのインジケータ、は放送波送信
モードのインジケータ、ＶはＳ３のドライバ Ｓ２は手
動受信モード切換スイツチ、Ｓ３はＣからの信号に因つ
てコントロールされるスイツチ、はＳ４のドライバであ
る。

パイロツト信号は６の出力から得られる。

即ち９の出力信号をとすれば（３）式×（９）式から が得られ、ｍαＣＯｓｐｔなる情報を得ることが出来る
。

そこでＳ３がオンの時、Ｉに於て選択増幅しこの大きさ
を直流電圧に変換する。そしてＩの出力が零の時はパィ
ロット信号は検知されないことを示すから放送はモノー
ラルで有り、は放送がモノーラルであることを指示する
。

の出力が有る時はステレオ放送をしていることを示して
いるからは放送がステレオ放送であることを指示する。
Ｓ２が接点１にある時は受信機はステレオオート切換モ
ードに成つており、Ｉの出力状態に因つてが動作しＳｌ
ａ，ｂ／）相動的に切換えられ、受信モードがステレオ
あるいはモノーラルに成される。

Ｓ２が接点２にある時は受信モードは強制的にモノーラ
ルに成される。

もしこの時、放送がステレオであれば、がステレオ放送
であることを指示する。Ｓ３はＣに因つて受信機が正確
に同調されたと判定された時オンに成される。

このようにすることに因つて正確な同調が成された後モ
ードの自動切換、指示が行われるので誤動作が防止され
、正確な動作が成される。

なお、離調時にはＡからの信号に因つて、，共「断、同
調時は「接］にされる。更にＩを第５図の如き構成する
ことに因つて混信に因る誤動作の防止効果を向上させる
ことが出来る。これは次の如き場合に効果が有る。

放送側でパイロツト信号が送られていない時に、Ｔ１入
力信号に希望信号の角周波数とｐだけ角周波数が異る非
希望信号が混信していた場合６の出力に角周波数がｐの
信号が発生される。

Ｉはこれをパイロツト信号と判別しモードの切換を行な
つてしまう。これは完全な誤動作である。第５図の回路
はこのような現象を防止し放送に於てパイロツト信号が
送られている時のみ正確な動作をさせるようにしたもの
である。第５図に於てａはパイロツト信号選択増幅器、
ｂはパイロツト信号周波数でπ／２移相する移相器、ｃ
は加算器、ｄは減算器、Ｅ，ｆ，ｇは直流変換器、ｈは
排他的論理和（ＥｘｃｌｕｓｉｖｅＮＯＲ）回路、ｑは
アンド回路である。

パイロツト信号オフで、前述の妨害信号が有る場合、６
および１４の出力にはｐなる角周波数のビード信号が得
られる。

これらの信号は互にπ／２位相が異つている。そこで一
方（第５図では１４の出力）を更にπ／２移相すると、
Ｎａ，Ｎｂには互に同位相又は逆位相の信号が得られる
。

この位相は妨害信号の周波数が同調周波数よりも高いか
低いかに因つて変わる。もしＮａ，Ｎｂの信号が同相で
あれば、ｃの出力が現われｅで変換されｈに印加される
。また逆相であれば、ｄの出力が現われ、ｆで変換され
ｈに印加される。前記位相関係は妨害波が存在する時に
のみ存在する。このように妨害波が有る時はｅまたはｆ
に出力が現われｈの出力は零である。一方Ｎａには信号
が有るからｇで変換され、その出力がｑに供給される。

更にｈからもｑに印加される。ｑの入力は一方が零、他
方が１であるから出力は零となり、ステレオでは無いと
判定される。このように妨害波に因つて誤つたモード切
換信号が発生されることは無い。次にパイロツト信号が
送られて来ると、Ｎａには信号が現われるが、Ｎｂは零
であるからＣ，ｄの出力には同一レベルの信号が出力さ
れ、これらは各々Ｅ，ｆで変換され、ｈに印加される。

ｈの入力は両者共１であるから出力は１、ｇの出力も１
でｑの出力は１と成り、ステレオであることを示す。こ
の回路はｌΣＫｉＦｉ（ｔ）ｌ＝１ΣＫｊＦｊ（ｔ）１
且つ両者共角周波数がパイロツト信号に等しく互にπ／
２位相が異るような信号で変調されない限り、誤動作し
ない。

このような条件を満たすことは実際の放送では殆ど起ら
ないし、もし送信側でパイロツト信号を伝送する為変調
信号のこの周波数帯域の成分を・・イパス フイルタ一
等で遮断して有れば絶対に起らない。このように極めて
優れたパイロツト信号検知器を提供出来る。

上記したように、本発明によれば、ＡＭ−ＡＭステレオ
放送の受信装置として極めて優れた受信装置を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の受信装置の基本回路構成を示すプロ
ツク図、第２図は第１図の回路へ種々の制御機能を付加
した要部を示すプロツク図、第３図は、第２図中のＤで
示すプロツクの一具体回路、第４図は、ステレオ・モノ
ラールの自動切替え回路を示すブロツク図、第５図は、
第４図の一部の一例を示すプロツク図である。 ６・・・・・・第１の位相比較器、７・・・・・・ロー
パスフイルタおよび直流増巾器、８・・・・・・電圧制
御発振器（ＶＣＯ）、９・・・・・・分周器、１０・・
・・・・共振回路、１１・・・・・・第２の位相比較器
、１２・・・・・・ローパスフイルタ一、１３・・・・
・・交流増巾器、１３″・・・・・・直流および交流増
巾器、１４・・・・・・乗算検波器、１５，１６，１７
・・・・・・オーデイオ増巾器、１８・・・・・・デマ
トリツクス回路、１９，２０・・・・・・パワーアンプ
、２Ｌ２２ス１″。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数が同一で互に位相の異なる複数の搬送波を複
   数の情報信号でそれぞれ振幅変調した側帯波と一つの搬
   送波との合成信号として表わされる放送波の受信装置で
   あつて、受信放送波を選択する周波数選択回路を備えた
   高周波増幅および周波数変換段と、その出力である中間
   周波信号から復調用の搬送波を得て各情報信号を復調す
   る復調器と、離調時にスピーカ回路を遮断するミユーテ
   イング回路とを備えた受信装置において、上記復調器は
   、電圧制御発振器と、その出力および上記中間周波信号
   とを位相比較する第１の位相比較器と、その出力から直
   流分を抽出して制御信号として上記電圧制御発振器へ供
   給する第１のローパスフィルタとを有する第１の位相同
   期回路、上記電圧制御発振器の出力で励振され電圧信号
   で共振点を制御される可変共振回路と、該可変共振回路
   の共振出力と上記電圧制御発振器の出力とを位相比較す
   る第２の位相比較器と、その出力から直流分を抽出して
   制御電圧信号として上記可変共振回路へ供給する第２の
   ローパスフィルタとを有する第２の位相同期回路、およ
   び同調時に上記第２の位相比較器の出力の交流分を上記
   電圧制御発振器への制御信号へ帰還重畳するための帰還
   回路で構成され上記電圧制御発振器の出力に固定位相の
   復調用搬送波を得るようにした復調用搬送波抽出部と、
   出力に一つの情報信号成分を検波出力する上記第１の位
   相比較器と、上記電圧制御発振器出力を上記それぞれの
   搬送波と同相となるように移送したものと上記入力中間
   周波信号とを乗算検波してそれぞれの情報信号を得る乗
   算検波器とからなる検波部から構成されており、しかも
   上記第２の位相比較出力側に直流および交流増幅器を設
   けるとともにその出力側に直流遮断用コンデンサを設け
   て上記帰還回路へ交流分を供給するようにするとともに
   、該増幅器入出力間の直流レベル差の有無を検出する比
   較回路を設け、一方上記帰還回路に帰還量制御回路を設
   けて、該比較回路出力にて該レベル差が零のとき全帰還
   がかかり、レベル差があるとき帰還を遮断するように、
   該帰還量制御回路を制御するようにしたことを特徴とす
   る受信装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の受信装置において、上
   記ミユーテイング回路が、上記第１の位相比較器出力中
   の直流成分を検出して直流成分が零を中心に正負に微小
   の一定レベル以内のときオン信号を、それ以上のレベル
   のときオフ信号を発生する第１の直流レベル検出器と、
   上記乗算検波器出力中の直流成分を検出して直流成分が
   零のときオフ信号を直流成分があるときオン信号を発生
   する第２のレベル検出器と、上記第１および第２のレベ
   ル検出器出力を受けて少くとも一方がオフ信号のときミ
   ユーテイング信号を発生するミユーテイング信号発生手
   段と、上記スピーカ回路中に設けられ上記ミユーテイン
   グ信号でオフとされるミユーテイングスイツチとを有し
   ていることを特徴とする受信装置。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の受信装置において、上
   記ミユーティング回路が、上記第１の位相比較器出力中
   の直流成分を検出して直流成分が零を中心に正負に微小
   の一定レベル以内のときオン信号を、それ以上のレベル
   のときオフ信号を発生する第１の直流レベル検出器と、
   上記乗算検波器出力中の直流成分を検出して直流成分が
   零のときオフ信号を直流成分があるときオン信号を発生
   する第２のレベル検出器と、上記第１および第２のレベ
   ル検出器出力を受けて少くとも一方がオフ信号のときミ
   ユーテイング信号を発生するミユーティング信号発生手
   段、上記スピーカ回路中に設けられ上記ミユーテイング
   信号でオフとされるミューテイングスイツチと、上記直
   流レベル差の有無を検出する比較回路のレベル差零信号
   で上記ミユーテイングスイツチの時定数を大にする回路
   とを有していることを特徴とする受信装置。 ４ 周波数が同一で互に位相の異なる複数の搬送波を複
   数の情報信号でそれぞれ振幅変調した側帯波と一つの搬
   送波との合成信号として表わされる放送波の受信装置で
   あつて、受信放送波を選択する周波数選択回路を備えた
   高周波増幅および周波数変換段と、その出力である中間
   周波信号から復調用の搬送波を得て各情報信号を復調す
   る復調器と、離調時にスピーカ回路を遮断するミユーテ
   イング回路と、ステレオとモノラルとを自動的に切替え
   る回路とを備えた受信装置において、上記復調器は、電
   圧制御発振器と、その出力および上記中間周波信号とを
   位相比較する第１の位相比較器と、その出力から直流分
   を抽出して制御信号として上記電圧制御発振器へ供給す
   る第１のローパスフィルタとを有する第１の位相同期回
   路、上記電圧制御発振器の出力で励振され電圧信号で共
   振点を制御される可変共振回路と、該可変共振回路の共
   振出力と上記電圧制御発振器の出力とを位相比較する第
   ２の位相比較器と、その出力から直流分を抽出して制御
   電圧信号として上記可変共振回路へ供給する第２のロー
   パスフィルタとを有する第２の位相同期回路、および同
   調時に上記第２の位相比較器の出力の交流分を上記電圧
   制御発振器への制御信号へ帰還重畳するための帰還回路
   で構成され上記電圧制御発振器の出力に固定位相の復調
   用搬送波を得るようにした復調用搬送波抽出部と、出力
   に一つの情報信号成分を検波出力する上記第１の位相比
   較器と、上記電圧発振器出力を上記それぞれの搬送波と
   同相となるように移相したものと上記入力中間周波信号
   とを乗算検波してそれぞれの情報信号を得る乗算検波器
   とからなる検波部から構成されており、しかも上記第２
   の位相比較出力側に直流および交流増幅器を設けるとと
   もにその出力側に直流遮断用コンデンサを設けて上記帰
   還回路へ交流分を供給するようにするとともに、該増幅
   器入出力間の直流レベル差の有無を検出する比較回路を
   設け、一方上記帰還回路に帰還量制御回路を設けて、該
   比較回路出力にて該レベル差が零のとき全帰還がかかり
   、レベル差があるとき帰還を遮断するように、該帰還量
   制御回路を制御するように構成されており、更に上記ス
   テレオとモノラルとを自動的に切替える回路が、上記乗
   算検波器の検波出力側に設けたスイッチと、該スイッチ
   のオン・オフを制御するスイッチ制御回路と、上記選択
   された受信放送波に含まれるステレオパイロット信号を
   検出して上記スイッチ制御回路にスイッチオン信号を供
   給する回路とで構成されていることを特徴とする受信装
   置。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の受信装置において、上
   記スイッチオン信号を供給する回路が、上記第１の位相
   比較器出力に含まれるステレオパイロット信号を検出す
   る第１の回路、上記乗算検波器出力を入力とし、上記ス
   テレオパイロット信号と同一周波数信号を検出する第２
   の回路、該第２の検出回路出力をπ／２移相する移相回
   路、上記第１の検出回路出力と該移相回路出力との和お
   よび差をとる和回路および差回路、該和回路出力および
   差回路出力のそれぞれを直流に変換する第１、第２の回
   路、第１、第２の直流変換回路出力の排他的論理和をと
   る回路、上記第１の検出回路出力を直流に変換する第３
   の回路、および上記排他的論理和回路と該第３の直流変
   換回路の出力の論理積をとる回路からなり、該論理積出
   力を上記スイッチ制御回路に供給して自動的にステレオ
   とモノラールとを切替えるようにしたことを特徴とする
   受信装置。