JPS596452B2 - 近接スイッチの発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は高周波発振・損失検出形近接スインテの発振
回路に関する。

高周波発振・損失検出形近接スインテは検出コイルに金
属体等が接近することによって検出コイルの高周波損失
が増大することを利用し、この検出コイルを含んで発振
回路を形成しておき、金属体等の接近によって発振振巾
が減衰したり、あるいは発振停止するようにしたもので
ある。

近接スイッチとしてチャタリングを防止しかつ耐雑音性
を向上させて動作を確実にするため発振回路の発振開始
点と発振停止点とにヒステリシスを設けて、いわゆる硬
発振状態とすることが有効である。

この発明は上記硬発振状態の発振回路をＩＣ回路で実現
するのに適し１こ近接スイッチの発振回路を提供するこ
とを目的とする。

以下本発明の一実施例について図面を参照しなカラ説明
する。

第１図においてトランジスタＴｒ１はエミッタホロワ接
続されており、エミッタに抵抗Ｒｅが接続されている。

コレクタにはトランジスタＴ、２のコレクタが接続され
ており、このトランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ３
は電流ミラー回路をなすようにベースを共通接続すると
ともにエミッタを共通接続している。

このトランジスタＴｒ３のコレクタには検出コイルＬと
コンデンサＣでなる並列共振回路（タンク回路）が接続
されている。

さらにこの並列共振回路にはトランジスタＴｒ４のエミ
ッタが接続されている。

このトランジスタＴｒ４のコレクタ及びベースは共通接
続され前記トランジスタＴｒ１のベースニ接続されると
ともにトランジスタＴｒ５のコレクタに接続されている
。

このトランジスタＴｒ４は並列共振回路の電圧を一定値
もち上げるレベルシフト回路を構成している。

トランジスタＴｒ５及びトランジスタＴｒ６は電流ミラ
ー回路として構成されており、トランジスタＴｒ６のエ
ミッタ接合にはＶｃｃ −ＶＢＥ ／ Ｒａなる電流が
流れろ（ＶＢＥはトランジスタＴ ｒ ６のベース・エ
ミッタ電圧）が、電流ミラー回路としての働きでこれと
同じ電流がトランジスタＴｒ５のコレクタに流れ、この
トランジスタＴｒ５のコレクタ電流がトランジスタＴｒ
１、トランジスタＴｒ４にバイアス電流として送られる
。

すなわち、このトランジスタＴｒ５、トランジスタＴ、
６はトランジスタＴｒ４およびトランジスタＴｒ１のバ
イアス電流を供給するだめの電流源としての役割を果し
ているのである。

次に動作について説明する。

検出コイルＬとコンデンサＣとの並列共振回路にＶＴな
る電圧が発生したとするとトランジスタＴｒｌのエミッ
タ電圧はｖＴとほぼ等しい電圧となる。

なおトランジスタＴｒ４はトランジスタＴｒ□のベース
、エミッタ電圧ＶＢＥ （約０．６Ｖ）を補償するため
にレベルシフト回路として挿入されているものである。

すなわちトランジスタＴ４、のベース電圧は並列共振回
路の電圧よりもつねにトランジスタＴｒ４のベース、エ
ミッタ電圧ＶＢＥ （０，６Ｖ）だけ高（なっており、
トランジスタＴｒｉのエミッタ電圧はつねに並列共振回
路の電圧に等しくなる。

したがってトランジスタＴｒ□のコレクタ側ニは１１＝
ＶＴ／Ｒ８ （Ｒ８：抵抗Ｒ８の値） なる電流■１が流れろことになる。

この電流■１はトランジスタＴｒ２．Ｔｒ３でなる電流
ミラー回路を経て ＩＦ＝■１＝ＶＴ／Ｒ８ で表わされろ電流１Ｆが帰還されることになる。

なお、トランジスタＴｒ０をエミッタホロワ接続にした
のは次の理由による。

トランジスタＴｒ□の役割はＬＣ並列共振回路に生じた
電圧ＶＴをこれに比例する電流に変換するものであり、
なおかつＬＣ並列共振回路に影響を与えないように高入
力インピーダンスでなければならない。

トランジスタＴｒ１をエミッタホロワ接続することによ
りトランジスタＴｒ１のエミッタに流れろ電流、Ｉ 。

は、 ■８−ｖＴ／Ｒ８ となりＶＴに比例することになり、トランジスタＴｒ１
のコレクタ電ｉ１１はほぼこのエミッタ電流に等しいの
で、トランジスタＴｒ０のコレクタ電流■、が上記のよ
うにＶＴに比例した電流に変換されたことになる。

また、トランジスタＴｒ１がエミッタホロワ接続である
ことからその人力インピーダンスが高（、上記役割に適
する。

今、トランジスタＴｒ１のベース入力電流を無視すれば
並列共振回路の両端から見た回路側のコンダクタンスＧ
ＯＢＣは Ｇｏｓｃ ＝ Ｉ Ｆ ／ ＶＴ ＝ ’ ／Ｒｅで
表わされろ。

すなわち、トランジスタＴｒｉのベース電位は並列共振
回路電圧ｖＴよりトランジスタＴｒ４のＶＢＥだけ高（
、共振回路の一端がＯｖに接続されているので共振回路
に生じた電圧ｖＴが第４図Ａの実線で示すようにＯｖを
中心に正弦波状になればトランジスタＴｒ１のベース電
位はこれよりトランジスタＴｒ４のＶＢＥだけ高く第４
図の点線のようになる。

トランジスタＴｒ１のエミッタ電位はトランジスタＴｒ
１のベース電圧よりトランジスタＴｒ□のＶＢＥだけ低
いので、トランジスタＴｒ、１ とトランジスタＴｒ４
のＶＢＥがほぼ等しいものである限りトランジスタＴｒ
１のエミッタ電圧はほぼｖＴに等しい。

そしてトランジスタＴｒ０のエミッタ電流は正方向にし
か流れないので、結果的に、トランジスタＴｒｉのエミ
ッタ電圧はＶＴの上側の半サイクルに等しい波形となり
、トランジスタＴｒ０のコレクタ電流１１波形もこれに
等しくなる。

トランジスタＴｒ１のコレクタ電流■１はトランジスタ
Ｔｒ２．Ｔｒ３の電流ミラー回路を通って再び並列共振
回路に帰還されろ。

そのためこの帰還電流１Ｆは第４図ＢのようにｖＴを半
波整流したものとなる。

ところが並列共振回路を励起させる有効な成分はこの並
列共振回路の共振周波数に等しい成分すなわち上記半波
整流波形のＩＦをフーリエ展開したときの基本波成分Ｉ
ＦＩであり、したがってこの基本波成分ＩＦＩの波形は
第４図Ｃに示すように原波形に等しい周期、位相をもつ
正弦波、どなる。

これに対して検出コイルＬ側のコンダクタンスは並列共
振回路の共振点コンダクタンスＧ ｃｏｉ １で表わさ
れ、発振条件は Ｇｃｏｉｌ ＋Ｇｏｓｃ≦０ である。

ここで発振回路が硬発振状態になるということは回路側
のコンダクタンスＧ□ｓｃが振巾ｖＴによって増加する
傾向を持っているということを意味する。

これを第２図を参照しながら説明する。この第２図はコ
ンダクタンスＧｃｏｉｌ 、Ｇｏｓｃの振巾ｖＴに対す
る特性を示したものである。

ＧｃｏｉｌＯ方は一般に振巾ｖＴには依存しないので直
線である。

したがって発振回路が硬発振状態になるためにはＧ ｏ
ｓｃが第２図に示すように振巾ｖＴの増加につれて少し
増加する傾向を持ちやがて飽和する傾向を持つことが必
要である。

Ｇ ｃｏｉ １は金属等が接近していない時には低く、
接近すると増加するものである。

今、金属等が接近していない時Ｇｃｏｉｌが第２図のａ
であるとすると、発振振巾ｖＴはＰｏで安定している。

金属等が接近するとＧ ｃｏ ｉ ｌは増加しｂとなり
、発振振巾はＰ２となる。

これ以上金属等が接近してＧｃｏｉｌが増加すれば安定
点が無くなり発振は停止する。

そして再び発振させるにはＧｃｏｉｌをＣまで低くしな
ければならない。

これが発振開始点である。ＧｃｏｉｌをＣまで低くする
と発振振巾ば急速に成長してＰ３で安定する。

すなわち発振は回路側の負性コンダクタンスＧｏｓｃと
コイル側のコンダクタンスＧ ｃｏｉ ｌの大小関係で
その状態が決定される。

イ、 Ｇｏｓｃ ） Ｇｃｏｉｌ ・・・（過剰エ
ネルギ状態で発振は太き（なる） 口、 Ｇｏｓｃ ＝ Ｇｃｏｉｌ ・・・（平衡エ
ネルギ状態で発振振幅はその状態を保ち安定する） ハ、 Ｇｏｓｃ （Ｇｃｏｉｌ ・・・（不足エネル
ギ状態で発振は小さくなり最終的に停止する） 回路側のコンダクタンスＧ ｏｓｃが、第２図のように
非直線的であると、コイルのコンダクタンスＧｃｏｉｌ
と２点で交わることがある。

例えばｂの場合ＸＧｏｓｃとＧｃｏｉｌがＰ４ 、Ｐｌ
の２点で交わっているとすれば、もともと発振振幅がＰ
４以下であれば発振は成長せず停止する。

何かの要因で（例えば雑音のようなもので）Ｐ４を越え
ると発振は成長してＰｌに至りここで安定する。

発振振幅がＰｌより太き（なろうとすればハの状態にな
り発振は減衰されろ。

逆にＰｌより小さくなろうとすればイの状態になって発
振は成長して常に２１点に押し戻されろことになる。

Ｃの場合はＰ５が振幅Ｏ付近にあり、僅かな振幅で発振
が開始され成長してＰ３で安定することになる。

第１図の実施例ではトランジスタＴｒ２．Ｔｒ３でなる
電流ミラー回路の共通エミッタと共通ベースとの間に抵
抗Ｒが接続されている。

この抵抗Ｒの値を無限大（抵抗を接続しない状態）、１
００にΩ、６８にΩ、３９にΩと変化させてゆくと第３
図に示すような電流■１と電流■Ｆとの特性が得られる
。

なお、これは次の理由による。

トランジスタＴｒ２ 。Ｔｒ３の電流ミラー回路におい
てトランジスタＴｒ３のベース電流を無視すれば （ただし、■Ｅ８ ；トランジスタＴｒ２のエミッタ電
流 ＩＴ ：エミッタ飽和電流 ｖｏ ； ｋＴ ／ ｑ ｋ：ホルンマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ；電子の電荷 ＶＢＥ；）ランジメタＴｒ３のベース・ エミッタ電圧 ＩＲ：抵抗Ｒに流れる電流 となり、ＩＴ 、ＩＲをＶＢＥの関係で表わせば第５図
のようになる。

すなわちＩＴは指数関数的に増加しＩＲは直線的に増加
するため、ＶＢＥが小さい領域では■１における■□の
割合が大きく、ＶＢＥが大きくなると１１におけるＩＴ
の割合が大きくなる傾向をもつ。

言換えれば、■、が小さい領域ではＩＴの割合は小さく
、１１が大きい領域ではＩＴの割合が大きくなる。

ＩＦはＩＴにほぼ等しく、結果的に１１とＩＦの関係は
第３図に示されるように１１が小さい領域ではＩＦの割
合が小さく、１１が大きくなるとＩＦはこれに接近して
いく傾向をもつ。

この第３図かられかるように抵抗Ｒを接続しない場合は
電流ＩＦは電流Ｉ０に対してほぼ１：１に正比例するが
、抵抗Ｒを接続すると電流■１が小さい領域で入力に対
する出力の比が小さくなる。

すなわち発振振巾■Ｔが小さい領域で帰還電流ＩＦが小
さくＧｏｓｃは小さくなり、発振振巾ＶＴが大きな領域
では帰還電流■Ｆが大きくなってＧ ｏｓｃも大きくな
る。

そしてＧ ｏｓｃは周波数特性があるため振巾ＶＴがあ
る程度以上太き（なる領域では飽和し低下する傾向を持
つ。

したがって第１図に示した回路のＧ ｏｓｃは第２図に
示した特性とほぼ同じ特性をとることがわかる。

以上実施例について説明したように本発明によれば、電
流帰還回路を構成する電流ミラー回路に、入出力特性に
非直線性を持たせるべく抵抗Ｒを接続したため発振回路
を硬発振状態とすることができた。

したがってチャタリングの防止や耐雑音性の向上を図る
ことができろ。

さらに本発明の回路によれば検出コイルは２端子であり
、その一端を電源のＯｖ側と共通にでき接続が簡単であ
ること、発振の強さは抵抗Ｒ８の値を変えろことで他の
回路定数を変えろことなく可変できろこと、しかもこの
抵抗Ｒの一端もまた電源Ｏｖ側と共通であること、発振
周波数は検出コイルのインダクタンスとこの検出コイル
に並列接続されるコンデンサの容量でほぼ決定されろこ
となど構成を極めて単純化することができる。

しかもＩＣ化することによってトランジスタＴｒ２ 、
Ｔｒ３の特性のバランスをとることが容易であり、した
がって電流ミラー回路を容易に構成できるので本発明の
回路はＩＣ化に適したものとなっている。

又トランジスタＴｒ１は単なるエミンタホロワ接続され
た増巾回路をなすものであり、その動作はｈＦＥのばら
つきやドリフトにあまり依存しないので全体として素子
のばらつきに依存しない構成となっている。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の動作を説明するための振巾ｖＴとコンダクタンスＧ
との関係を示すグラフ、第３図は抵抗Ｒの値を変えた時
の電流■、と■Ｆとの関係を示すグラフ、第４図は第１
図の各部の波形を示す波形図、第５図はトランジスタＴ
ｒ２におけろ電圧・電流特性を示すグラフである。 Ｔｒｏ・・・・・・エミンタホロワ接続されたトランジ
スタ、Ｔｒ２ 、Ｔｒ３・・・・・・電流ミラー回路を
構成するトランジスタ、Ｌ・・・・・・検出コイル。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 工ばンタホロワ接続された第１のトランジスタと、
   この第１のトランジスタのコレクタに流れろ電流とほぼ
   等しい電流を得るためのエミッタ及びベースを共通接続
   された第２、第３のトランジスタよりなる電流ミラー回
   路と、この電流ミラー回路における共通エミッタと共通
   ベースとの間に接続された抵抗と、前記電流ミラー回路
   の出力電流が流れるように接続した検出コイルとコンデ
   ンサの並列共振回路と、この並列共振回路と前記第１の
   トランジスタのベースとの間に接続されたレベルシフト
   回路と、このレベルシフト回路にバイアス電流を供給す
   る電流源とからなる近接スイッチの発振回路。