JPH04416B2 - - Google Patents
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- JPH04416B2 JPH04416B2 JP59237838A JP23783884A JPH04416B2 JP H04416 B2 JPH04416 B2 JP H04416B2 JP 59237838 A JP59237838 A JP 59237838A JP 23783884 A JP23783884 A JP 23783884A JP H04416 B2 JPH04416 B2 JP H04416B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- current
- base
- whose
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
- H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
- H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
- H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
- H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
- H03K17/9547—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable amplitude
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
この発明は、高周波発振・損失検出形近接スイ
ツチの発振回路に関する。
ツチの発振回路に関する。
(ロ) 従来技術
高周波発振・損失検出形近接スイツチの発振回
路は検出コイルに金属体等が接近することによつ
て検出コイルの高周波損失が増加することを利用
しており、検出コイルを含んで発振回路を構成し
ておき近接体の接近によつてこの発振回路の振幅
が減衰したりあるいは発振停止したりすることに
よつて検出動作を行なうものである。この高周波
発振・損失検出形近接スイツチの発振回路では イ 広い周波数範囲で発振可能であること、 ロ 検出コイルの損失変化に対する発振振幅の変
化が急峻であること、 ハ 検出コイルはできる限り単純な構成でかつ発
振回路への接続も簡単であること、 ニ 発振周波数の決定も簡単に可変できること、 ホ 発振振幅が減衰し始めあるいは発振停止する
検出コイルの損失の値も簡単に可変できるこ
と、 ヘ 発振振幅（検出コイルの両端）はできる限り
大きいこと、 の各点が要望されている。
路は検出コイルに金属体等が接近することによつ
て検出コイルの高周波損失が増加することを利用
しており、検出コイルを含んで発振回路を構成し
ておき近接体の接近によつてこの発振回路の振幅
が減衰したりあるいは発振停止したりすることに
よつて検出動作を行なうものである。この高周波
発振・損失検出形近接スイツチの発振回路では イ 広い周波数範囲で発振可能であること、 ロ 検出コイルの損失変化に対する発振振幅の変
化が急峻であること、 ハ 検出コイルはできる限り単純な構成でかつ発
振回路への接続も簡単であること、 ニ 発振周波数の決定も簡単に可変できること、 ホ 発振振幅が減衰し始めあるいは発振停止する
検出コイルの損失の値も簡単に可変できるこ
と、 ヘ 発振振幅（検出コイルの両端）はできる限り
大きいこと、 の各点が要望されている。
これらの各点をある程度満足しかつより簡単な
回路構成という観点から、IC化に適した回路構
成として、従来より第１図の回路が提案されてい
る。この回路について説明すると、トランジスタ
Tr1はエミツタホロワ接続されており、その出力
電流IcがトランジスタTr2，Tr3でなる電流ミラ
ー回路を経て帰還電流IFとして帰還されている。
この帰還電流IFは検出コイルＬとコンデンサＣと
でなる共振回路に供給される。検出コイルＬは２
端子であり一端は電源の0V側に接続されている。
この並列共振回路（タンク回路）にVTなる電圧
が発生したとすると、トランジスタTr1で構成さ
れるエミツタホロワ回路によつてトランジスタ
Tr1のコレクタには、ほぼVT／Re（Reはトランジ
スタTr1のエミツタに接続された抵抗Reの値）の
電流Icが流れる。この電流Icとほぼ等しい電流IF
が電流ミラー回路の働きによりトランジスタTr3
のコレクタに流れ、並列共振回路に供給される。
電流ミラー回路を経て並列共振回路に帰還される
電流IFは抵抗Reの値によつて調整できるので帰
還電流の大きさは抵抗Reにより可変できる。す
なわち発振の強さは抵抗Reによりよつて可変で
きる。また発振周波数はエミツタホロワ回路およ
び電流ミラー回路での位相遅れを無視すれば並列
共振回路の共振周波数で決定され検出コイルＬの
インダクタンスとコンデンサＣの容量により決定
される。
回路構成という観点から、IC化に適した回路構
成として、従来より第１図の回路が提案されてい
る。この回路について説明すると、トランジスタ
Tr1はエミツタホロワ接続されており、その出力
電流IcがトランジスタTr2，Tr3でなる電流ミラ
ー回路を経て帰還電流IFとして帰還されている。
この帰還電流IFは検出コイルＬとコンデンサＣと
でなる共振回路に供給される。検出コイルＬは２
端子であり一端は電源の0V側に接続されている。
この並列共振回路（タンク回路）にVTなる電圧
が発生したとすると、トランジスタTr1で構成さ
れるエミツタホロワ回路によつてトランジスタ
Tr1のコレクタには、ほぼVT／Re（Reはトランジ
スタTr1のエミツタに接続された抵抗Reの値）の
電流Icが流れる。この電流Icとほぼ等しい電流IF
が電流ミラー回路の働きによりトランジスタTr3
のコレクタに流れ、並列共振回路に供給される。
電流ミラー回路を経て並列共振回路に帰還される
電流IFは抵抗Reの値によつて調整できるので帰
還電流の大きさは抵抗Reにより可変できる。す
なわち発振の強さは抵抗Reによりよつて可変で
きる。また発振周波数はエミツタホロワ回路およ
び電流ミラー回路での位相遅れを無視すれば並列
共振回路の共振周波数で決定され検出コイルＬの
インダクタンスとコンデンサＣの容量により決定
される。
この第１図の回路は極めて単純な回路であるな
ど近接スイツチの発振回路として特にIC化する
のに適している。しかしながら次に述べるような
欠点がある。トランジスタTr1のベース直線バイ
アスが低く、そのためベース入力電圧VTとコレ
クタ電流Icとの関係が直線的でなくVTが正弦波
であつてもIcは歪み波形となり、帰還電流IFもそ
の結果、当然に歪み波形となつてしまう。このよ
うに帰還電流IFが歪み波形となつた場合には並列
共振回路を励起できる成分は基本波成分だけであ
るから発振回路の能力としてはVTに対するIFの基
本波成分IF1の大きさで評価しなければならない。
すなわち並列共振回路の両端より見た能動回路の
負性コンダクタンスGOSCは GOSC＝IF1／VT＝Ic1／VT （ただしIc1はトランジスタTr1のコレクタ電流Ic
の基本波成分）として表わされる。この負性コン
ダクタンスGOSCの値が振幅VTの大きさに対して
一定の値を保てば発振振幅の変化は検出コイルＬ
の損失変化に対して急峻なものとなる。トランジ
スタTr1のベース直流バイアスが不適当な場合に
は振幅VTに応じて歪み成分が増え、基本波成分
が減少するのでGOSCが振幅VTの大きさに依存し
てしまい急峻な発振振幅の変化が得られない。
ど近接スイツチの発振回路として特にIC化する
のに適している。しかしながら次に述べるような
欠点がある。トランジスタTr1のベース直線バイ
アスが低く、そのためベース入力電圧VTとコレ
クタ電流Icとの関係が直線的でなくVTが正弦波
であつてもIcは歪み波形となり、帰還電流IFもそ
の結果、当然に歪み波形となつてしまう。このよ
うに帰還電流IFが歪み波形となつた場合には並列
共振回路を励起できる成分は基本波成分だけであ
るから発振回路の能力としてはVTに対するIFの基
本波成分IF1の大きさで評価しなければならない。
すなわち並列共振回路の両端より見た能動回路の
負性コンダクタンスGOSCは GOSC＝IF1／VT＝Ic1／VT （ただしIc1はトランジスタTr1のコレクタ電流Ic
の基本波成分）として表わされる。この負性コン
ダクタンスGOSCの値が振幅VTの大きさに対して
一定の値を保てば発振振幅の変化は検出コイルＬ
の損失変化に対して急峻なものとなる。トランジ
スタTr1のベース直流バイアスが不適当な場合に
は振幅VTに応じて歪み成分が増え、基本波成分
が減少するのでGOSCが振幅VTの大きさに依存し
てしまい急峻な発振振幅の変化が得られない。
第２図は振幅VTに直流にバイアス電圧Ebを加
えた場合、振幅VTに対するGOSCの特性がどのよ
うに変化するかを調べた結果を示すデータであ
る。バイアス電圧Ebが０の場合にはGOSCは著し
く非直線的であり、またトランジスタTr1のベー
ス・エミツタ間電圧VBEを補償する程度にバイア
ス電圧Ebを加えた場合でもまだ不十分であり、
非直線特性が現われることが示されている。この
第２図からGOSCの振幅VTに対する依存性をなく
し直線特性とするためにはすくなくとも発振振幅
VTの全振幅に等しいバイアス電圧Ebが必要であ
ることがわかる。
えた場合、振幅VTに対するGOSCの特性がどのよ
うに変化するかを調べた結果を示すデータであ
る。バイアス電圧Ebが０の場合にはGOSCは著し
く非直線的であり、またトランジスタTr1のベー
ス・エミツタ間電圧VBEを補償する程度にバイア
ス電圧Ebを加えた場合でもまだ不十分であり、
非直線特性が現われることが示されている。この
第２図からGOSCの振幅VTに対する依存性をなく
し直線特性とするためにはすくなくとも発振振幅
VTの全振幅に等しいバイアス電圧Ebが必要であ
ることがわかる。
(ハ) 目的
この発明は、最適なバイアス電圧を加えること
により検出コイルの損失変化に対する発振振幅の
変化が急峻となるよう改善し、かつこのバイアス
電圧を安定化して発振振幅を安定化し、これによ
り発振振幅変化の弁別が正確にできるよう改善し
た近接スイツチの発振回路を提供することを目的
とする。
により検出コイルの損失変化に対する発振振幅の
変化が急峻となるよう改善し、かつこのバイアス
電圧を安定化して発振振幅を安定化し、これによ
り発振振幅変化の弁別が正確にできるよう改善し
た近接スイツチの発振回路を提供することを目的
とする。
(ニ) 構成
この発明による近接スイツチの発振回路は、
エミツタホロワ接続された第１のトランジスタ
と、 この第１のトランジスタの出力電流を帰還する
ための第１の電流ミラー回路と、 この第１の電流ミラー回路によつて帰還された
電流が供給されている検出コイルとコンデンサと
からなる並列共振回路と、 前記第１のトランジスタのベースに出力電流側
が接続された第２の電流ミラー回路と、 前記第２の電流ミラー回路の基準電流側に接続
された定電流回路と、 複数個の抵抗の直列回路と、この直列回路の途
中にベースが接続されるとともに前記直列回路の
一端にエミツタが接続された第２のトランジスタ
と、この第２のトランジスタのコレクタにベース
が接続されるとともに前記直列回路の他端にエミ
ツタが接続され、かつコレクタが電源に接続され
る第３のトランジスタとを含んで構成され、この
第３のトランジスタのベースと前記第２のトラン
ジスタのコレクタとの接続点を一端とし、前記第
２のトランジスタのエミツタと前記直列回路の一
端との接続点を他端として、これらの両端が前記
第１のトランジスタのベースと前記共振回路の第
１の電流ミラー回路接続側との間に接続されてい
る、前記第１のトランジスタのベースバイアス用
のレベルシフト回路と により構成されることが特徴となつている。
と、 この第１のトランジスタの出力電流を帰還する
ための第１の電流ミラー回路と、 この第１の電流ミラー回路によつて帰還された
電流が供給されている検出コイルとコンデンサと
からなる並列共振回路と、 前記第１のトランジスタのベースに出力電流側
が接続された第２の電流ミラー回路と、 前記第２の電流ミラー回路の基準電流側に接続
された定電流回路と、 複数個の抵抗の直列回路と、この直列回路の途
中にベースが接続されるとともに前記直列回路の
一端にエミツタが接続された第２のトランジスタ
と、この第２のトランジスタのコレクタにベース
が接続されるとともに前記直列回路の他端にエミ
ツタが接続され、かつコレクタが電源に接続され
る第３のトランジスタとを含んで構成され、この
第３のトランジスタのベースと前記第２のトラン
ジスタのコレクタとの接続点を一端とし、前記第
２のトランジスタのエミツタと前記直列回路の一
端との接続点を他端として、これらの両端が前記
第１のトランジスタのベースと前記共振回路の第
１の電流ミラー回路接続側との間に接続されてい
る、前記第１のトランジスタのベースバイアス用
のレベルシフト回路と により構成されることが特徴となつている。
(ホ) 実施例
第３図において、トランジスタTr1がエミツタ
ホロワ接続されており、その出力電流がトランジ
スタTr2，Tr3でなる電流ミラー回路を経て検出
コイルＬとコンデンサＣとでなる並列共振回路に
帰還されている。そして、この並列共振回路とト
ランジスタTr1のベースとの間には、ベースバイ
アス用のレベルシフト回路が挿入されている。こ
のベースバイアス用のレベルシフト回路は、トラ
ンジスタTr1のベースにベースが接続されコレク
タが電源に接続されたトランジスタTr7と、この
トランジスタTr7のエミツタに一端が接続された
２個の抵抗R1，R2の直列回路と、前記トランジ
スタTr7のベースにコレクタが接続されベースが
前記直列回路の途中に接続されるトランジスタ
Tr6とを有する定電圧回路により構成される。こ
のレベルシフト回路には、トランジスタTr4，
Tr5よりなる電流ミラー回路を経て定電流回路の
電流IBを流している。
ホロワ接続されており、その出力電流がトランジ
スタTr2，Tr3でなる電流ミラー回路を経て検出
コイルＬとコンデンサＣとでなる並列共振回路に
帰還されている。そして、この並列共振回路とト
ランジスタTr1のベースとの間には、ベースバイ
アス用のレベルシフト回路が挿入されている。こ
のベースバイアス用のレベルシフト回路は、トラ
ンジスタTr1のベースにベースが接続されコレク
タが電源に接続されたトランジスタTr7と、この
トランジスタTr7のエミツタに一端が接続された
２個の抵抗R1，R2の直列回路と、前記トランジ
スタTr7のベースにコレクタが接続されベースが
前記直列回路の途中に接続されるトランジスタ
Tr6とを有する定電圧回路により構成される。こ
のレベルシフト回路には、トランジスタTr4，
Tr5よりなる電流ミラー回路を経て定電流回路の
電流IBを流している。
ここで、抵抗R2の両端に生じる電圧がトラン
ジスタTr6のベース・エミツタ間電圧VBE（約
0.6V）以上になろうとするとトランジスタTr6が
導通状態になつてそのコレクタ・エミツタ間電圧
を減少させるように働き定電圧特性を示す。この
トランジスタTr6のコレクタ・エミツタ間電圧だ
けトランジスタTr1の直流的なベース電圧がレベ
ルシフトされたことになる。
ジスタTr6のベース・エミツタ間電圧VBE（約
0.6V）以上になろうとするとトランジスタTr6が
導通状態になつてそのコレクタ・エミツタ間電圧
を減少させるように働き定電圧特性を示す。この
トランジスタTr6のコレクタ・エミツタ間電圧だ
けトランジスタTr1の直流的なベース電圧がレベ
ルシフトされたことになる。
このベースバイアス電圧は抵抗R1，R2により
容易に調整できる。抵抗R1に流れる電流をI1、抵
抗R2に流れる電流をI2とすると、トランジスタ
Tr6のコレクタ・エミツタ間電圧Voutは Vout＝I1・R1＋2VBE I2＝VBE／R2 であり、ここで、I1≒I2とすることができるの
で、 Vout＝｛２＋（R1／R2）｝VBE となり、バイアス電圧を（R1／R2）で調整でき
る。このように抵抗の比で調整できるため、ダイ
オードなどの定電圧素子を用いたバイアス回路で
はその素子特有の値でバイアス電圧が固定される
ことに比較して、最適なバイアス電圧の調整がで
きる点で極めて有利である。
容易に調整できる。抵抗R1に流れる電流をI1、抵
抗R2に流れる電流をI2とすると、トランジスタ
Tr6のコレクタ・エミツタ間電圧Voutは Vout＝I1・R1＋2VBE I2＝VBE／R2 であり、ここで、I1≒I2とすることができるの
で、 Vout＝｛２＋（R1／R2）｝VBE となり、バイアス電圧を（R1／R2）で調整でき
る。このように抵抗の比で調整できるため、ダイ
オードなどの定電圧素子を用いたバイアス回路で
はその素子特有の値でバイアス電圧が固定される
ことに比較して、最適なバイアス電圧の調整がで
きる点で極めて有利である。
なお、第３図で、トランジスタTr4，Tr5より
なる電流ミラー回路により電流IBを供給するよう
にしたのは次のような理由による。並列共振回路
の振幅VTを大きくとるためにはトランジスタTr1
のダイナミツクレンジを広くとつておく必要があ
る。そのためにはトランジスタTr1のベースバイ
アス電圧を高くする必要がある。そして振幅VT
が大きく変化した場合には定電流回路に悪影響が
あり、電流のドリフトが生じるのでこれをなくす
ために電流ミラー回路を設けたのである。
なる電流ミラー回路により電流IBを供給するよう
にしたのは次のような理由による。並列共振回路
の振幅VTを大きくとるためにはトランジスタTr1
のダイナミツクレンジを広くとつておく必要があ
る。そのためにはトランジスタTr1のベースバイ
アス電圧を高くする必要がある。そして振幅VT
が大きく変化した場合には定電流回路に悪影響が
あり、電流のドリフトが生じるのでこれをなくす
ために電流ミラー回路を設けたのである。
(ヘ) 効果
この発明によれば、第１のトランジスタのベー
スにベースが接続されコレクタが電源に接続され
た第２のトランジスタと、この第２のトランジス
タのエミツタに一端が接続された複数個の抵抗の
直列回路と、前記第２のトランジスタのベースに
コレクタが接続されベースが前記直列回路の途中
に接続される第３のトランジスタとを有する定電
圧回路によりベースバイアス用レベルシフト回路
を構成したので、バイアス電圧の調整が容易で、
最適なバイアス電圧を加えることが可能であり、
これにより検出コイルの損失変化に対する発振振
幅の変化が急峻となるように改善することができ
る。
スにベースが接続されコレクタが電源に接続され
た第２のトランジスタと、この第２のトランジス
タのエミツタに一端が接続された複数個の抵抗の
直列回路と、前記第２のトランジスタのベースに
コレクタが接続されベースが前記直列回路の途中
に接続される第３のトランジスタとを有する定電
圧回路によりベースバイアス用レベルシフト回路
を構成したので、バイアス電圧の調整が容易で、
最適なバイアス電圧を加えることが可能であり、
これにより検出コイルの損失変化に対する発振振
幅の変化が急峻となるように改善することができ
る。
第１図は従来例の回路図、第２図は振幅VTに
対する負性コンダクタンスGOSCの関係を示すグラ
フ、第３図はこの発明の一実施例の回路図であ
る。 Ｌ……検出コイル、Ｃ……検出コイルＬととも
に並列共振回路を構成するコンデンサ、Tr1……
エミツタホロワ接続されたトランジスタ、Tr2，
Tr3……帰還回路を構成する電流ミラー回路をな
すトランジスタ、Tr4，Tr5……レベルシフト回
路に電流を供給するための電流ミラー回路をなす
トランジスタ、R1，R2……抵抗、Tr6，Tr7……
抵抗R1，R2とともにレベルシフト回路として機
能する定電圧回路をなすトランジスタ。
対する負性コンダクタンスGOSCの関係を示すグラ
フ、第３図はこの発明の一実施例の回路図であ
る。 Ｌ……検出コイル、Ｃ……検出コイルＬととも
に並列共振回路を構成するコンデンサ、Tr1……
エミツタホロワ接続されたトランジスタ、Tr2，
Tr3……帰還回路を構成する電流ミラー回路をな
すトランジスタ、Tr4，Tr5……レベルシフト回
路に電流を供給するための電流ミラー回路をなす
トランジスタ、R1，R2……抵抗、Tr6，Tr7……
抵抗R1，R2とともにレベルシフト回路として機
能する定電圧回路をなすトランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ エミツタホロワ接続された第１のトランジス
タと、 この第１のトランジスタの出力電流を帰還する
ための第１の電流ミラー回路と、 この第１の電流ミラー回路によつて帰還された
電流が供給されている検出コイルとコンデンサと
からなる並列共振回路と、 前記第１のトランジスタのベースに出力電流側
が接続された第２の電流ミラー回路と、 前記第２の電流ミラー回路の基準電流側に接続
された定電流回路と、 複数個の抵抗の直列回路と、この直列回路の途
中にベースが接続されるとともに前記直列回路の
一端にエミツタが接続された第２のトランジスタ
と、この第２のトランジスタのコレクタにベース
が接続されるとともに前記直列回路の他端にエミ
ツタが接続され、かつコレクタが電源に接続され
る第３のトランジスタとを含んで構成され、この
第３のトランジスタのベースと前記第２のトラン
ジスタのコレクタとの接続点を一端とし、前記第
２のトランジスタのエミツタと前記直列回路の一
端との接続点を他端として、これらの両端が前記
第１のトランジスタのベースと前記共振回路の第
１の電流ミラー回路接続側との間に接続されてい
る、前記第１のトランジスタのベースバイアス用
のレベルシフト回路と により構成されることを特徴とする近接スイツチ
の発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23783884A JPS60121818A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 近接スイツチの発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23783884A JPS60121818A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 近接スイツチの発振回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9334378A Division JPS596454B2 (ja) | 1978-07-31 | 1978-07-31 | 近接スイッチの発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60121818A JPS60121818A (ja) | 1985-06-29 |
| JPH04416B2 true JPH04416B2 (ja) | 1992-01-07 |
Family
ID=17021158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23783884A Granted JPS60121818A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 近接スイツチの発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60121818A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5027755U (ja) * | 1973-07-06 | 1975-03-31 |
-
1984
- 1984-11-12 JP JP23783884A patent/JPS60121818A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60121818A (ja) | 1985-06-29 |
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