JPS596454B2 - 近接スイッチの発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は高周波発振・損失検出形近接スイッチの発振
回路に関する。

高周波発振・損失検出形近接スイッチは検出コイルに金
属体等の近接体が近接することによって検出コイルの高
周波損失が増加することを利用しており、検出コイルを
含んで発振回路を構成しておき近接体の接近によってこ
の発振回路の振巾が減衰したりあるいは発振停止したり
することによって検出動作を行゛うものである。

この高周波発振・損失検出形近接ス、インチの発振回路
ではイ 広い周波数範囲で発振可能であること、口 検
出コイルの損失変化に対する発振振巾の変化が急峻であ
ること、 ハ 検出コイルはできる限り単純な構成でかつ発振回路
への接続も簡単であること、 二 発振周波数の決定も簡単に可変できろこと、ホ 発
振振巾が減衰し始めあるいは発振停止する検出コイルの
損失の値も簡単に可変できることへ 発振振巾（検出コ
イルの両端）はできる限り大きいこと、 の各点が要望されている。

これらの各点をある程度満足しかつより簡単な回路構成
という観点から、ＩＣ化に適した回路構成として、従来
より第１図の回路が提案されている。

この回路について説明すると、トランジスタＴｒｌｌｄ
エミッタホロワ接続されており、その出力電流が■。

がトランジスタＴｒ２．Ｔｒ３でなる電流ミラー回路を
経て帰還電流が１Ｆとして帰還されている。

この帰還電流ＩＦは検出コイルＬとコンデンサＣとでな
る共振回路に供給される。

検出コイルＬは２端子であり一端は電源のＯＶ側に接続
されている。

この並列共振回路（タンク回路）にｖＴなる電碇が発生
したとするとトランジスタＴｒ１で構成されるエミッタ
ホロワ回路によってトランジスタＴｒ１ のコレクタに
はほぼＶＴＪ。

（ＲｅはトランジスタＴｒｌ のエミッタに接続され
た抵抗Ｒ８の値）の電流■。

が流れる。この電流■。

とほぼ等しい電流■Ｆが電流ミラー回路の働きによりト
ランジスタＴｒ３のコレクタに流れ、並列共振回路に供
給される。

電流ミラー回路を経て並列共振回路に帰還される電流■
Ｆは抵抗Ｒ８の値によって調整できるので帰還電流の大
きさは抵抗Ｒ８により可変できる。

すなわち発振の強さは抵抗Ｒｅによって可変できる。

又発振周波数はエミッタホロワ回路及び電流ミラー回路
での位相遅れを無視すれば並列共振回路の共振周波数で
決定され検出コイルＬの４ンダクタンスとコンデンサＣ
の容量により決定される。

この第１図の回路は極めて単純な回路構成であるなど近
接スイッチの発振回路として特にＩｃ化するのに適して
いる。

しかしながら次に述べるような欠点がある。

トランジスタＴｒ１ のベース直流バイアスが低く、そ
のためベース入力電圧ｖＴとコレクタ電流■。

との関係が直線的でなくｖＴが正弦波状であってもＩｃ
１ｄ歪み波形となり、帰還電流■Ｆもその結果、轟然に
歪み波形となってしまう。

このように帰還電流ＩＦが歪み波形となった場合には並
列共振回路を励起できる成分は基本波成分だけであるか
ら発振回路の能力としてはＶＴに対するＩＦの基本波成
分ＩＦＩの大きさで評価しなければならない。

すなわち並列共振回路の両端より見た能動回路の負性コ
ンダクタンスｇｏｓｃは ｇｏｓｃ＝ＩＦ’１／ＶＴ＝Ｉｏ］／’ＶＴ（ただしＩ
。

１はトランジスタＴｒ１のコレクタ電流Ｉｃの基本波成
分）として表わされる。

この負性コンダクタンスｇＯ８ｅ の値が振巾ＶＴの
大きさに対して一定の値を保てば発振振巾の変化は検出
コイルＬの損失変化に対して急峻なものとなる。

トランジスタＴｒ１ のベース直流バイアスが不適当な
場合には振巾ＶＴに応じて歪み成分が増え、基本波成分
が減少するのでｇｏｓｃが振巾ＶＴの大きさに依存して
しまい急峻な発振振巾の変化が得られない。

第２図は振巾ＶＴに直流にバイアス電圧Ｅｂを加えた場
合、振巾ｖＴに対するｇｏｓｃ の特性がどのように変
化するかを調べた結果を示すデータである。

バイアス電圧Ｅｂが０の場合にはｇｏｓ ｃは著しく非
直線的であり、又トランジスタＴｒｌのベース・エミッ
タ間電圧ＶＢＥを補償する程度にバイアス電圧Ｅｂを加
えた場合でもまだ不十分であり、非直線特性が現れるこ
とが示されている。

この第２図からｇｏｓｃへ卸ｖＴに対する依存性をなく
し直線特性とするためにはすくなくとも発振振巾ｖＴの
全振巾に等しいバイアス電圧がＥｂが必要であることが
わかる。

本発明は上記に鑑み検出コイルの損失変化に対する発振
振巾の変化が急峻となるよう改善した近接スイッチの発
振回路の提供を目的とする。

すなわち本発明によれば其列共振回路−とトランジスタ
Ｔｒ１のベースとの間にレベルシフ十回路を挿入して上
記目的を達成するようにしている。

このレベルシフト回路は並列共振回路の両端に生じた振
巾ｖＴに対して一定の直流レベルをシフトさせるためト
ランジスタＴｒ１ のベース側に並列共振回路と直列に
挿入されることが必要である。

又このレベルシフト回路は並列共振回路に対して（並列
共振回路から見て）余分なインピーダンスが付加された
ことにならないことが必要であり、さらにシフトレベル
が振巾ｖＴによって変動しないことが必要である。

以下各実施例について説明する。

第３図は第１の実施例を示すもので並列共振回路の一端
とトランジスタＴｒ）のベースとの間に抵抗ＲＢを挿入
し、トランジスタＴｒ４．Ｔｒ５ よりなる電流ミラー
回路を経て定電流回路の電流■Ｂをこの抵抗ＲＢに流す
ようにしたものである。

この抵抗ＲＢにはＩＢＸＲＢの電圧降下が生じこの降下
電圧分だけ直流レベルがシフトされたことになる。

ここでトランジスタＴｒ４．Ｔｒ５ よりなる電流ミラ
ー回路を設けたのは次の理由による。

並列共振回路の振巾ｖＴを大きくとるためにはトランジ
スタＴｒ１のダイナミックレンジは広くとっておく必要
がある。

そのためにトランジスタＴｒｌ のベースバイアス電
圧は高くする必要がある。

そして振巾ＶＴが大きく変化した場合には定流回路に悪
影響があり、電流のドリフトが生じるのでこれをなくす
ために電流ミラー回路を設けたのである。

第４図は第２の実施例を示すこの図では並列共振回路の
一端とトランジスタＴｒｌのベースとの度にンエナダイ
オードｚＤを挿入しこれにトランジスタＴｒ４．Ｔｒ５
でなる電流ミラー回路を経て定電流回路からの電流ＩＢ
を供給しツェナ電圧ｖｚのシフト電圧を得ている。

第５図は第３の実施例を示す。

この図においては並列共振回路の一端とトランジスタＴ
ｒｌ のベースとの間に複数個（ｎ個）のダーリント
ン接続されたトランジスタＴ ｒ ６ ＋ Ｔ ｒ ７
＋Ｔ ｒ ８ｍ・・・を挿入しこれにトランジスタＴ
ｒ４．Ｔｒ５でなる電流ミラー回路を経て定電流回路か
らの電流■Ｂを供給している。

こうしてダーリントン回路においてｎＸＶＢＥ（ＶＢＥ
はトランジスタ１個のベースエミッタ間通路）のシフト
電圧を得ている。

なお適当なツェナダイオードがない場合などにダ４オー
ドを直列に接続して所望のシフト電圧を得るには、第６
図に示す第４の実施例のようにそれぞれのベース・コレ
クタを短絡して直列に接続するようにしても良いがＩＣ
化した場合に問題が生じる。

すなわちプレーナ形バイポーラトランジスタを集積して
ＩＣを構成すると、ＮＰＮ形トランジスタのコレクタ及
びＰ基板間に寄生ダイオードが生じる。

並列共振回路に最も近いトランジスタＴｒ８の寄生ダイ
オードＤｓは第６図０．戦線に示すようにトランジスタ
Ｔｒ８のコレクタ及び電源Ｏｖ間に接続されたことにな
る。

そのため並列共振回路の負の半サイクルではこのダイオ
ードＤＳ及びトランジスタＴｒＢ のベースエミッタ
間通路により並列共振回路の両側が短絡されてしまい、
一定の電圧でクランプされてしまう。

したがってトランジスタＴｒ１ のベースバイアス電圧
を高くしてトランジスタＴｒｌ のベース電圧のダイ
ナミックレンジを広げても並列共振回路側でクランプさ
れて発振振巾ＶＴは大きくならなくなってしまう。

したがってトランジスタを多数用いて所望のシフト電圧
を与る場合には第５図の回路構成の方がすぐれている。

第１図は第５の実施例を示す回路図である。

第４図のツェナダイオードｚＤのかわりにトランジスタ
Ｔｒ６、抵抗Ｒ１，Ｒ２でなる定電圧回路を挿入したも
のである。

又第８図は第６の実施例を示しトランジスタＴｒ６．Ｔ
ｒ７ 及び抵抗ＲＨ＋ Ｒ２で定電圧回路が構成されて
いる。

第７図及び第８図のいずれの場合でも抵抗Ｒ２の両端に
生じる電圧がトランジスタＴｒ６のベース・エミッタ間
電圧ＶＢＥ（約０．６Ｖ）以上になろうとするとトラン
ジスタＴｒ６ が導通状態になって。

そのコレクタ・エミッタ間電圧を減少させるように働き
定電圧特性を示す。

なお第７図の場合は抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流のため
定電圧特性としては多少なまりが生じるが、第８図の場
合には抵抗Ｒ１，Ｒ２に流す電流は電源側から供給され
るので定電圧特性としてのなまりが小さいのが特徴であ
る。

なお定電圧回路は第７図及び第８図に示したものに限ら
ず他の回路を用いることも可能である。

以上各実施例について説明してきたが各々の実施例に示
したレベルシフト回路を混合して直列に接続することも
可能である。

又第３図の回路を除けば他のレベルシフト回路はそれ自
身で定電圧特性を有するものであり、必ずしも定電流を
供給する必要はなく安定化されでいない電流源であって
も良い。

上記各実施例において示したレベルシフト回路は、いず
れも並列共振回路に生じた電圧を直流的にシフトさせる
役割りを持たせるものであって交流的な内部４ンピーダ
ンスはＯであることが望ましい。

もし交流的な内部インピーダンスが存在すればトランジ
スタＴｒ１ のベース側より見た入力インピーダンスに
よって並列共振回路の両端に生じた電圧が分割されるこ
とになり、トランジスタＴｒｌ のベースに与えられる
電圧は減衰したものとなってしまう。

特にＩＣ化する場合にこのレベルシフト回路を複雑化す
るとそれだけ寄生容量も多くなり高い周波数での内部１
ンピーダンスが増大し不都合となる。

又そのような場合にはレベルシフト回路の入出力端で位
相ずれを生じることになる。

これらを改善するためには第９図に示すようにレベルシ
フト回路に並列に、すなわち並列共振回路の一端とトラ
ンジスタＴｒ１のベースとの間にバイパスコンデンサＣ
Ｂを接続することが極めて有効となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来より提案されている近接スイッチの発振回
路を示す回路図、第２図は振巾ＶＴに対する負性コンダ
クタンスｇｏｓｃの関係を示すグラフ第３図、第４図、
第５図、第６図、第１図、第８図及び第９図は本発明の
第１、第２、第３、第４、第５、第６及び第７の各実施
例をそれぞれ示す回路図である。 Ｌ・・・検出コイル、Ｃ・・・検出コイルＬとともに並
列共振回路を構成するコンデンサ、Ｔｒｌ・・・エミン
タホロワ接続されたトランジスタ、Ｔｒ２．Ｔｒ３・・
・帰還回路を構成する電流ミラー回路をなすトランジス
タ、Ｔｒ ４ ｒ Ｔ ｒ ５・・・レベルシフト回路
にＮ流を供給するための電流ミラー回路をなすトランジ
スタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ エミッタホロワ接続されたトランジスタと、このト
   ランジスタの出力電流を帰還するための電流ミラー回路
   と、この電流ミラー回路によって帰還された電流が供給
   されている検出コイルとコンデンサでなるＰＵ共振回路
   と、前記トランジスタのベース電流を供給するための電
   流源と、前記トランジスタのベースと前記並列共振回路
   の一端の間に接続されたベースバイアス用レベルシフト
   回路とからなる近接スイッチの発振回路。 ２ 前記ベースバイアス用レベルシフト回路に並列にコ
   ンデンサが接続されることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の近接スイッチの発振回路。