JPS596453B2 - 近接スイッチの発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は高周波発振・損失検出形近接スインテの発振
回路に関する。

高周波発振・損失検出形近接スインナは検出コイルに金
属体などの近接体が接近することによって検出コイルの
高周波損失が増加することを利用し、検出コイルを含ん
で発振回路を構成しておき、近接体の接近によって発振
回路の発振振巾が減衰あるいは発振停止することにより
、近接体の検知を行うものである。

この形の近接スイッチの発振回路では イ、検出コイルの損失変化に対する発振振巾の変化が急
峻であること。

口、検出コイルの両端でみた発振周波数はできろ限り大
きいこと。

０２つの点が重要なポイントとして要望される。

一つの発振回路を検出コイルの両端で２端子と見た場合
第１図に示すような等価回路を考えろことができる。

この図に示すように検出コイル１側の損失をｇｃｏｉｔ
なるコンダクタンスで表現し、発振回路の能動回路２側
の負性コンダクタンスをｇ ｏｓｃで表わすことができ
る。

検出コイルしとこの検出コイルしに並列接続されたコン
デンサＣとは並列共振回路（タンク回路）を形成し、発
振周波数はこの並列共振回路の共振周波数で決定されろ
。

発振条件は ｇ ｃｏｉｌ ＋ｇ ｏｓｃ≦０ であって、発振振巾は、ｇｃｏｉＺ が振巾ｖＴに依
存しないコンスタントなものとすると、ｇｏ８ｃの振巾
依存性を考慮すれば一般に第２図に示すようにｇ。

ｏｉｔ とｇ。８ｃの交点Ｐより求めろことができる
。

この第２図かられかるように、前記イ、口の要望は負性
コンダクタンスｇ。

８ｃの振巾特性ができろ限り大きな振巾範囲まで振巾に
依存せず一定値を保つようにすれば達せられろ。

この種の発振回路でＩＣ化するのに適した回路構成とし
て第３図に示すようなものが従来より提案されている。

ここでこの回路について説明しておくとＮＰＮ形トラン
ジスタメタ１はエミッタホロワ接続されており、そのコ
レクタに流れろ電流はＰＮＰ形トランジスタメタ２ 、
Ｔｒ３により構成されろ電流ミラー回路を経て検出コイ
ルＬとコンデンサＣとでなる並列共振回路（タンク回路
）に電流■Ｆとして帰還されろ。

この並列共振回路と前記第１のトランジスタとの間には
ＮＰＮ形トランジスタメタ６のベース、エミッタ間順方
向電圧を利用したレベルシフト回路が接続されている。

ＰＮＰ形トランジスタメタ４ 、Ｔｒ５はトランジスタ
Ｔｒ１のベース電流を供給する定電流源をなす電流ミラ
ー回路である。

今、並列共振回路に電圧ｖＴが発生するとトランジスタ
Ｔｒ１のエミッタにも又電圧ＶＴが生じそのためトラン
ジスタＴｒ１゛のコレクタには ＶＴ ／ Ｒ８ （Ｒ８；抵抗ＲｅＯ値） の電流が流れろこと疏なろ。

この電流はトランジスタＴｒ２ 、Ｔｒ３によりなる電
流ミラー回路によって前記並列共振回路に帰還されるの
で帰還電流■、は前記のＶＴ ／ Ｒ，にほぼ等しいこ
とになる。

その結果発振することになる。その発振周波数は帰還さ
れた電流■、と、この電流■Ｆによって励起されろ電圧
の位相が等しい周波数すなわち並列共振回路の共振周波
数できまる。

この場合のｇｃｏｉ７ はこの並列共振回路の共振点コ
ンダクタンスでありｇ。

８ｏはトランジスタＴｒ１のベース入力電圧■。

に対する帰還電流■、との比すなわち一■Ｆ／ＶＴによ
って表わされろ。

ただし帰還電流１Ｆが歪波形となる場合は帰還電流■Ｆ
の基本波成分だけが並列共振回路を励起し得ろ成分とな
るので、゛一般的には帰還電流■、の基本波成分ＩＦＩ
との比をとって ｇＯ８Ｃニー■Ｆ１／ＶＴ と表わすと良い。

第３図の回路ではトランジスタＴｒ１のエミッタ電圧は
並列共振回路の電圧ｖＴにほぼ等しいので帰還電流はＶ
Ｔ／Ｒ８に等しく、振巾ｖＴの正の半サイクルだけ現れ
ろ。

したがって と表現できる。

ところでこの回路はＩＣ化するのに適したものであり、
実際上プレーナ形バイポーラトランジスタを集積したも
のとしてＩＣ化される。

このプレーナ形ＮＰＮバイポーラトランジスタは第４図
に示すような構造を持っており、そのためコレクタとＰ
基板との間に寄生ダイオードが存在する。

ＮＰＮ形トランジスタメタｒ ６の寄生ダイオードは第
３図に示すようにそのコレクタとＯｖとの間に接続され
た点線で示すダイオードＤ８として表わすことができろ
。

トランジスタＴｒ６に寄生ダイオードＤ が存在するた
め共振回路の振巾ｖＴが負になる半サイクルのとき振巾
ｖＴが約−１，２ｖになった時寄生ダイオードＤ８しき
い電圧（約０．６Ｖ）及びトランジスタＴｒ６のベース
、エミッタ間電圧ＶＢＥ（約０．６Ｖ）を越えろため共
振回路に大きな短絡電流が流れる。

そのため共振回路の振巾ＶＴは負の半サイクルごとにク
ランプされろことになり、その結果当然に正の半サイク
ルの振巾も減衰されろことになる。

したがってこの提案された第３図に示す回路はＩＣ化に
極めて適したものである反面、発振振巾をできるだけ大
きくしたいと言う要望に反する欠点を持つものであるこ
とがわかる。

本発明は上記の欠点を解決し、発振振巾を十分大きなも
のとできろように改善した近接スイッチの発振回路の提
供を目的とする。

以下本発明の一実施例について第５図を参照しながら説
明する。

本発明によれば第５図に示すようにエミッタホロワ接続
されるトランジスタＴｒ１はＰＮＰ形で構成され、電流
帰還回路をなす電流ミラー回路を構成するトランジスタ
Ｔｒ２．Ｔｒ３はＮＰＮ形である。

又レベルシフト回路をなすトランジスタＴｒ６はＰＮＰ
形で構成されている。

そしてトランジスタＴｒ□のベース電流を供給するため
の電流ミラー回路をなすトランジスタＴｒ４゜Ｔｒ５は
ＮＰＮ形でなっている。

すなわち第３図のトランジスタの極性がすべて反対にな
っており、そのため検出コイルＬとコンデンサＣとでな
る並列共振回路は正電源＋ｖｃｏ側に接続され、トラン
ジスタＴｒ２．Ｔｒ３の電流ミラー回路及びトランジス
タＴｒ４ 、Ｔｒ５の電流ミラー回路はそれぞれＯＶ（
Ｍに接続されている。

上記第５図に示すようにトランジスタの極性を変えてい
るため寄生ダイオードが悪影響を与えろことがなくなっ
ている。

すなわち並列共振回路の発振振巾ｖＴがＯＶ以下に下が
らない限り、この発振振巾ばクランプされろことはない
。

そのため十分大きな発振振巾を得ることができろもので
ある。

以上一つの実施例について説明したように本発明によれ
ば従来提されていたＩＣ化に適した近接スイッチの発振
回路のトランジスタの構成のＮＰＮ構成とＰＮＰ構成を
入れ替えろことにより寄生ダイオードによって発振振巾
が制限されるという不都合を解消することができている
。

したがってこの発明によればＩＣ化するのに適し、かつ
発振振巾の十分大きな近接スイッチの発振回路を実現す
ることができろものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は発振回路の等何回路、第２図は第１図を説明す
るための発振振巾ＶＴとコンダクタンスとの関係を表わ
すグラフ、第３図は従来提案された近接スイッチの発振
回路、第４図はプレーナ形のＮＰＮ形バイポーラトラン
ジスタの構造を示す断面図、第５図は本発明の一実施例
を示す回路図である。 Ｔｒｌ・・・・・・エミッタホロワ接続されたトランジ
スタ、Ｔｒ３ 、Ｔｒ３・・・・・・電流帰還回路を構
成するための電流ミラー回路をなすトランジスタ、Ｔｒ
４．Ｔｒ５・・・・・・定電源をなす電流ミラー回路を
構成スるトランジスタ、Ｔｒ６・・・・・・レベルシフ
ト回路を構成するトランジスタ、Ｌ・・・・・・検出コ
イルＯ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ エミッタホロワ接続された第１のＰＮＰＮ上形ンジ
   スタとメタの第１のＰＮＰＮ上形ンジスタのメタンタと
   正電源との間に接続された抵抗と、前記第１のＰＮＰＮ
   上形ンジスタのメタクタにそのコレクタが接続されその
   エミッタは基準電位に接続された第２のＮＰＮ形トラン
   ジスタと、前記第２のトランジスタとベースが共通接続
   されるとともにエミッタが共通接続されて電流ミラー回
   路を構成する第３のＮＰＮ形トランジスタと、前記第３
   のＮＰＮ形トランジスタのコレクタと正電源との間に接
   続された検出コイルとコンデンサとの並列共振回路と、
   前記並列共振回路の前記第３のＮＰＮ形トランジスタの
   コレクタに接続された側の一方の端子と前記第１のＰＮ
   ＰＮ上形ンジスタのメタスとの間に接続されたレベルシ
   フト回路と、前記第１のＰＮＰＮ上形ンジスタにメタス
   電流を供給するための電流源とからなる近接スイッチの
   発振回路。