JPS60121817A - 近接スイツチの発振回路 - Google Patents
近接スイツチの発振回路Info
- Publication number
- JPS60121817A JPS60121817A JP23783784A JP23783784A JPS60121817A JP S60121817 A JPS60121817 A JP S60121817A JP 23783784 A JP23783784 A JP 23783784A JP 23783784 A JP23783784 A JP 23783784A JP S60121817 A JPS60121817 A JP S60121817A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- base
- transistor
- detection coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
- H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
- H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
- H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
- H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
- H03K17/9547—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable amplitude
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
この発明は、高周波発振拳損失検出形近接スイッチの発
振回路に関する。
振回路に関する。
（ロ）従来技術
高周波発振拳損失検出形近接スイッチの発振回路は検出
コイルに金属体等が接近することによって検出コイルの
高周波損失が増加することを利用しており、検出コイル
を含んで発振回路を構成しておき近接体の接近によって
この発振回路の振幅が減衰したりあるいは発振停止した
りすることによって検出動作を行なうものである。この
高周波発振・損失検出形近接スイッチの発振回路ではイ
広い周波数範囲で発振可能であること、口 検出コイ
ルの損失変化に対する発振振幅の変化が急峻であること
、 ハ 検出コイルはできる限り単純な構成でかつ発振回路
への接続も簡単であること、 二 発振周波数の決定も簡単に可変できること、 ホ 発振振幅が減衰し始めあるいは発振停止する検出コ
イルの損失の値も簡単に可変できること、 へ 発振振幅（検出コイルの両端すはできる限り大きい
こと、 の各点が要望されている。
コイルに金属体等が接近することによって検出コイルの
高周波損失が増加することを利用しており、検出コイル
を含んで発振回路を構成しておき近接体の接近によって
この発振回路の振幅が減衰したりあるいは発振停止した
りすることによって検出動作を行なうものである。この
高周波発振・損失検出形近接スイッチの発振回路ではイ
広い周波数範囲で発振可能であること、口 検出コイ
ルの損失変化に対する発振振幅の変化が急峻であること
、 ハ 検出コイルはできる限り単純な構成でかつ発振回路
への接続も簡単であること、 二 発振周波数の決定も簡単に可変できること、 ホ 発振振幅が減衰し始めあるいは発振停止する検出コ
イルの損失の値も簡単に可変できること、 へ 発振振幅（検出コイルの両端すはできる限り大きい
こと、 の各点が要望されている。
これらの各点をある程度満足しかつより簡単な回路構成
という観点から、ＩＣ化に適した回路構成として、従来
より第１図の回路が提案されている。この回路について
説明すると、トランジスタＴｒ１はエミッタホロワ接続
されており、その出力型ｉＩｃがトランジスタＴｒ２、
Ｔｒ３でなる電流ミラー回路を経て帰還電流ＩＦとして
帰還されている。この帰還電流ＩＦは検出コイルＬとコ
ンデンサＣとでなる共振回路に供給される。検出コイル
Ｌは２端子であり一端は電源のｏＶ側に接続されている
。この並列共振回路（タンク回路）にｖＴなる電圧が発
生したとすると、トランジスタＴｒ１で構成されるエミ
ッタホロワ回路によってトランジスタＴｒ□のコレクタ
には、はぼｖＴ／Ｒｅ（ＲｅはトランジスタＴｒ、のエ
ミッタに接続された抵抗Ｒｅの値）の電流Ｉｃが流れる
。
という観点から、ＩＣ化に適した回路構成として、従来
より第１図の回路が提案されている。この回路について
説明すると、トランジスタＴｒ１はエミッタホロワ接続
されており、その出力型ｉＩｃがトランジスタＴｒ２、
Ｔｒ３でなる電流ミラー回路を経て帰還電流ＩＦとして
帰還されている。この帰還電流ＩＦは検出コイルＬとコ
ンデンサＣとでなる共振回路に供給される。検出コイル
Ｌは２端子であり一端は電源のｏＶ側に接続されている
。この並列共振回路（タンク回路）にｖＴなる電圧が発
生したとすると、トランジスタＴｒ１で構成されるエミ
ッタホロワ回路によってトランジスタＴｒ□のコレクタ
には、はぼｖＴ／Ｒｅ（ＲｅはトランジスタＴｒ、のエ
ミッタに接続された抵抗Ｒｅの値）の電流Ｉｃが流れる
。
この電流ＩＣとほぼ等しい電流ＩＦが電流ミラー回路の
働きによりトランジスタＴ ｒ ３のコレクタに流れ、
並列共振回路に供給される。電流ミラー回路を経て並列
共振回路に帰還される電流ＩＦは抵抗Ｒｅの値によって
調整できるので帰還電流の大きさは抵抗Ｒｅにより可変
できる。すなわち発振の強さは抵抗Ｒｅによりよってｎ
ｆ変できる。また発振周波数はエミッタホロワ回路およ
び電流ミラー回路での位相遅れを無視すれば並列共振回
路の共振周波数で決定され検出コイルＬのインダクタン
スとコンデンサＣの容量により決定される。
働きによりトランジスタＴ ｒ ３のコレクタに流れ、
並列共振回路に供給される。電流ミラー回路を経て並列
共振回路に帰還される電流ＩＦは抵抗Ｒｅの値によって
調整できるので帰還電流の大きさは抵抗Ｒｅにより可変
できる。すなわち発振の強さは抵抗Ｒｅによりよってｎ
ｆ変できる。また発振周波数はエミッタホロワ回路およ
び電流ミラー回路での位相遅れを無視すれば並列共振回
路の共振周波数で決定され検出コイルＬのインダクタン
スとコンデンサＣの容量により決定される。
この第１図の回路は極めて単純な回路であるなど近接ス
イッチの発振回路として特にＩＣ化するのに適している
。しかしながら次に述べるような欠点がある。−トラン
ジスタＴｒ、のベース直流バイアスが低く、そのためベ
ース入力電圧ｖＴとコレクタ電流Ｉｃとの関係が直線的
でなく７丁が正弦波であってもＩｃは歪み波形となり、
帰還電流ＩＦもその結果、当然に歪み波形となってしま
う。このように帰還電流ＩＦが歪み波形となった場合に
は並列共振回路を励起できる成分は基本波成分だけであ
るから発振回路の能力としてはｖＴに対するＩＰの基本
波成分ＩＦ、の大きさで評価しなければならない。すな
わち並列共振回路の両端より見た能動回路の負性コンダ
クタンスＧｏｓｃは Ｇｏｓｃ ＝ＩＦ 、／Ｖｒ ＝Ｉｃｚ／Ｖｔ（ただし
ＩｃユはトランジスタＴｒ、のコレクタ電流Ｉｃの基本
波成分）として表わされる。この負性コンダクタンスＧ
ｏｓｃの値が振幅■Ｔの大きさに対して一定の値を保
てば発振振幅の変化は検出コイルＬの損失変化に対して
急峻なものとなる。トランジスタＴｒ□のベース直流バ
イアスが不適当な場合には振幅７丁に応じて歪み成分が
増え、基本波成分が減少するのでＧｏｓｃが振幅Ｖ。
イッチの発振回路として特にＩＣ化するのに適している
。しかしながら次に述べるような欠点がある。−トラン
ジスタＴｒ、のベース直流バイアスが低く、そのためベ
ース入力電圧ｖＴとコレクタ電流Ｉｃとの関係が直線的
でなく７丁が正弦波であってもＩｃは歪み波形となり、
帰還電流ＩＦもその結果、当然に歪み波形となってしま
う。このように帰還電流ＩＦが歪み波形となった場合に
は並列共振回路を励起できる成分は基本波成分だけであ
るから発振回路の能力としてはｖＴに対するＩＰの基本
波成分ＩＦ、の大きさで評価しなければならない。すな
わち並列共振回路の両端より見た能動回路の負性コンダ
クタンスＧｏｓｃは Ｇｏｓｃ ＝ＩＦ 、／Ｖｒ ＝Ｉｃｚ／Ｖｔ（ただし
ＩｃユはトランジスタＴｒ、のコレクタ電流Ｉｃの基本
波成分）として表わされる。この負性コンダクタンスＧ
ｏｓｃの値が振幅■Ｔの大きさに対して一定の値を保
てば発振振幅の変化は検出コイルＬの損失変化に対して
急峻なものとなる。トランジスタＴｒ□のベース直流バ
イアスが不適当な場合には振幅７丁に応じて歪み成分が
増え、基本波成分が減少するのでＧｏｓｃが振幅Ｖ。
の大きさに依存してしまい急峻な発振振幅の変化が得ら
れない。
れない。
第２図は振幅ｖＴに直流にバイアス電圧Ｅｂを加えた場
合、振幅７丁に対するＧ ｏｓｃの特性がどのように変
化するかを調べた結果を示すデータである。バイアス電
圧ＥｂがＯの場合にはＧｏｓｃは著しく非直線的であり
、またトランジスタＴｒ。
合、振幅７丁に対するＧ ｏｓｃの特性がどのように変
化するかを調べた結果を示すデータである。バイアス電
圧ＥｂがＯの場合にはＧｏｓｃは著しく非直線的であり
、またトランジスタＴｒ。
のベース・エミッタ間電圧ＶＩＥを補償する程度にバイ
アス電圧Ｅｂを加えた場合でもまだ不十分であり、非直
線特性が現われることが示されている。この第２図から
Ｇ ａｓｃの振幅ｖＴに対する依存性をなくし直線特性
とするためにはすくなくとも発振振幅ＶＴの全振幅に等
しいバイアス電圧Ｅｂが必要であることがわかる。
アス電圧Ｅｂを加えた場合でもまだ不十分であり、非直
線特性が現われることが示されている。この第２図から
Ｇ ａｓｃの振幅ｖＴに対する依存性をなくし直線特性
とするためにはすくなくとも発振振幅ＶＴの全振幅に等
しいバイアス電圧Ｅｂが必要であることがわかる。
（ハ）目的
この発明は、最適なバイアス電圧を加えることが可能で
、これにより検出コイルの損失変化に対する発振振幅の
変化が急峻となるよう改善した近接スイッチの発振回路
を提供することを目的とする。
、これにより検出コイルの損失変化に対する発振振幅の
変化が急峻となるよう改善した近接スイッチの発振回路
を提供することを目的とする。
（ニ）構成
この発明によれば、エミッタホロワ接続されたトランジ
スタと、このトランジスタの出力電流を帰還するための
電流ミラー回路と、この電流ミラー回路によって帰還さ
れた電流が供給されている検出コイルとコンデンサでな
る並列共振回路と、前記トランジスタのベース電流を供
給するための電流源と、前記トランジスタのベースと前
記並列共振回路の一端の間に接続されたベースバイアス
用のレベルシフト回路とからなる近接スイッチの発振回
路において、前記レベルシフト回路は、複数個の抵抗の
直列回路と、この直列回路の途中にベースが接続される
とともに前記直列回路の両端にコレク赫シシ二台がそれ
ぞれ接続されるトランジスタとを有する定電圧回路によ
り構成されることを特徴とする。
スタと、このトランジスタの出力電流を帰還するための
電流ミラー回路と、この電流ミラー回路によって帰還さ
れた電流が供給されている検出コイルとコンデンサでな
る並列共振回路と、前記トランジスタのベース電流を供
給するための電流源と、前記トランジスタのベースと前
記並列共振回路の一端の間に接続されたベースバイアス
用のレベルシフト回路とからなる近接スイッチの発振回
路において、前記レベルシフト回路は、複数個の抵抗の
直列回路と、この直列回路の途中にベースが接続される
とともに前記直列回路の両端にコレク赫シシ二台がそれ
ぞれ接続されるトランジスタとを有する定電圧回路によ
り構成されることを特徴とする。
（ホ）実施例
第３図において、トランジスタＴｒ□がエミッタホロワ
接続されており、その出力電流がトランジスタＴｒｚ、
Ｔｒ］でなる電流ミラー回路を経て検出コイルＬとコン
デンサＣとでなる並列共振回路に帰還されている。そし
て、この並列共振回路とトランジスタＴｒ、のベースと
の間には、２個の抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路と、この直
列回路の途中にベースが接続されるとともに＋ｉｉｊ記
直列口直列回路にコレクタか４がそれぞれ接続されるト
ランジスタＴｒｓとで構成される定電圧回路がベースバ
イアス用のレベルシフト回路として挿入されている。こ
のレベルシフト回路には、トランジスタＴ ｒ ４、Ｔ
ｒｓよりなる電流ミラー回路を経て定電流回路の電流Ｉ
ｎを流している。
接続されており、その出力電流がトランジスタＴｒｚ、
Ｔｒ］でなる電流ミラー回路を経て検出コイルＬとコン
デンサＣとでなる並列共振回路に帰還されている。そし
て、この並列共振回路とトランジスタＴｒ、のベースと
の間には、２個の抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路と、この直
列回路の途中にベースが接続されるとともに＋ｉｉｊ記
直列口直列回路にコレクタか４がそれぞれ接続されるト
ランジスタＴｒｓとで構成される定電圧回路がベースバ
イアス用のレベルシフト回路として挿入されている。こ
のレベルシフト回路には、トランジスタＴ ｒ ４、Ｔ
ｒｓよりなる電流ミラー回路を経て定電流回路の電流Ｉ
ｎを流している。
ここで、抵抗Ｒ２の両端に生じる電圧がトランジスタＴ
ｒ＋＋のベース・エミ・フタ間電圧■ＴＩＥ（約０．６
Ｖ）以」二になろうとするとトランジスタＴ ｒ ｓが
導通状態になってそのコレクタ・エミ・フタ間電圧を減
少させるように働き定電圧特性を示す。このｌ・ランジ
スタＴ ｒ ｓのコレクタ・エミ・フタ間電圧だけトラ
ンジスタＴｒ１の直流的なベース電圧がレベルシフトさ
れたことになる。
ｒ＋＋のベース・エミ・フタ間電圧■ＴＩＥ（約０．６
Ｖ）以」二になろうとするとトランジスタＴ ｒ ｓが
導通状態になってそのコレクタ・エミ・フタ間電圧を減
少させるように働き定電圧特性を示す。このｌ・ランジ
スタＴ ｒ ｓのコレクタ・エミ・フタ間電圧だけトラ
ンジスタＴｒ１の直流的なベース電圧がレベルシフトさ
れたことになる。
このベースバイアス電圧は抵抗Ｒ１、Ｒ２により容易に
調整できる。抵抗Ｒ１に流れる電流をＩｉｔ抵抗Ｒ２に
流れる電流を１２とすると、トランジスタＴｒｓのコレ
クタ・エミッタ間電圧Ｖ ｏｕｔは Ｖｏｕｔ ＝ Ｉ ｘ ＋ ＶＲＥ Ｉ ２ ＝ Ｖ ＢＥ／ Ｒ２ であり、ここで、１１ζＩ２とすることができるので、 Ｖｏｕｔ ＝ （１＋（Ｒｚ／Ｒ２））ＶＢＥとなり、
バイアス電圧を（Ｒ１／Ｒ２）で調整できる。このよう
に抵抗の比で調整できるため、ダイオードなどの定電圧
素子を用いたバイアス回路ではその素子特有の値でバイ
アス電圧が固定されることに比較して、最適なバイアス
電圧の調整ができる点で極めて有利である。
調整できる。抵抗Ｒ１に流れる電流をＩｉｔ抵抗Ｒ２に
流れる電流を１２とすると、トランジスタＴｒｓのコレ
クタ・エミッタ間電圧Ｖ ｏｕｔは Ｖｏｕｔ ＝ Ｉ ｘ ＋ ＶＲＥ Ｉ ２ ＝ Ｖ ＢＥ／ Ｒ２ であり、ここで、１１ζＩ２とすることができるので、 Ｖｏｕｔ ＝ （１＋（Ｒｚ／Ｒ２））ＶＢＥとなり、
バイアス電圧を（Ｒ１／Ｒ２）で調整できる。このよう
に抵抗の比で調整できるため、ダイオードなどの定電圧
素子を用いたバイアス回路ではその素子特有の値でバイ
アス電圧が固定されることに比較して、最適なバイアス
電圧の調整ができる点で極めて有利である。
なお、第３図で、トランジスタＴ ｒ ４、Ｔｒｓより
なる電流ミラー回路により電流ＩＢを供給するようにし
たのは次のような理由による。並列共振回路の振幅■Ｔ
を大きくとるためにはトランジスタＴ ｒ ｘのダイナ
ミックレンジを広くとっておく必要がある。そのために
はトランジスタＴｒ。
なる電流ミラー回路により電流ＩＢを供給するようにし
たのは次のような理由による。並列共振回路の振幅■Ｔ
を大きくとるためにはトランジスタＴ ｒ ｘのダイナ
ミックレンジを広くとっておく必要がある。そのために
はトランジスタＴｒ。
のベースバイアス電圧を高くする必要がある。そして振
幅ＶＴが大きく変化した場合には定電流回路に悪影響が
あり、電流のドリフトが生じるのでこれをなくすために
電流ミラー回路を設けたのである。
幅ＶＴが大きく変化した場合には定電流回路に悪影響が
あり、電流のドリフトが生じるのでこれをなくすために
電流ミラー回路を設けたのである。
（へ）効果
この発明によれば、複数個の抵抗の直列回路と、この直
列回路の途中にベースが接続されるとともにその両端に
コレクタとベースとがそれぞれ接続されるトランジスタ
とを有する定電圧回路にヨリベースバイアス用レベルシ
フト回路を構成したので、バイアス電圧の調整が容易で
、最適な／＜イアスミ圧を加えることが可能であり、こ
れにより検出コイルの損失変化に対する発振振幅の変化
が急峻となるよう改善することができる。
列回路の途中にベースが接続されるとともにその両端に
コレクタとベースとがそれぞれ接続されるトランジスタ
とを有する定電圧回路にヨリベースバイアス用レベルシ
フト回路を構成したので、バイアス電圧の調整が容易で
、最適な／＜イアスミ圧を加えることが可能であり、こ
れにより検出コイルの損失変化に対する発振振幅の変化
が急峻となるよう改善することができる。
第１図は従来例の回路図、第２図は振幅Ｖ、に対する負
性コンダクタンスＧ ｏｓｃの関係を示すグラフ、第３
図はこの発明の一実施例の回路図である。 Ｌ・・・検出コイル、Ｃ・・・検出コイノＬｐＬととも
をこ並列共振回路を構成するコンデンサ、Ｔｒｘ・・・
エミ・ンタホロワ接続されたトランジスタ、Ｔｒ２、Ｔ
ｒ、・・・帰還回路を構成する電流ミラー回路をなすト
ランジスタ、Ｔ ｒ ａ、Ｔｒｓ・・・レベルシフト回
路に電流を供給するための電流ミラー回路をなすトラン
ジスタ、Ｒ８、Ｒ２・・・抵抗、Ｔｒｌｌ・・・抵抗Ｒ
１、Ｒ２とともにレベルシフト回路として機能する定電
圧回路をなすトランジスタ。 出願人 立石電機株式会社 浸１防 Ｖｒ （Ｖ） 写３劇
性コンダクタンスＧ ｏｓｃの関係を示すグラフ、第３
図はこの発明の一実施例の回路図である。 Ｌ・・・検出コイル、Ｃ・・・検出コイノＬｐＬととも
をこ並列共振回路を構成するコンデンサ、Ｔｒｘ・・・
エミ・ンタホロワ接続されたトランジスタ、Ｔｒ２、Ｔ
ｒ、・・・帰還回路を構成する電流ミラー回路をなすト
ランジスタ、Ｔ ｒ ａ、Ｔｒｓ・・・レベルシフト回
路に電流を供給するための電流ミラー回路をなすトラン
ジスタ、Ｒ８、Ｒ２・・・抵抗、Ｔｒｌｌ・・・抵抗Ｒ
１、Ｒ２とともにレベルシフト回路として機能する定電
圧回路をなすトランジスタ。 出願人 立石電機株式会社 浸１防 Ｖｒ （Ｖ） 写３劇
Claims (1)
- （１）エミッタホロワ接続されたトランジスタと、この
トランジスタゐ出力電流を帰還するための電流ミラー回
路と、この電流ミラー回路によって帰還された電流が供
給されている検出コイルとコンデンサでなる並列共振回
路と、前記トランジスタのベース電流を供給するための
電流源と、前記トランジスタのベースと前記並列共振回
路の一端の間に接続されたベースバイアス用のレベルシ
フト回路とからなる近接スイッチの発振回路において、
前記レベルシフト回路は、複数個の抵抗の直列回路と、
この直列回路の途中にベースが接続されるとともに前記
直列回路の両端にコレクタと’！４がそれぞれ接続され
るトランジスタとを有する定電圧回路により構成される
ことを特徴とする近接スイッチの発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23783784A JPS60121817A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 近接スイツチの発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23783784A JPS60121817A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 近接スイツチの発振回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9334378A Division JPS596454B2 (ja) | 1978-07-31 | 1978-07-31 | 近接スイッチの発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60121817A true JPS60121817A (ja) | 1985-06-29 |
Family
ID=17021143
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23783784A Pending JPS60121817A (ja) | 1984-11-12 | 1984-11-12 | 近接スイツチの発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60121817A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5173362A (en) * | 1974-12-20 | 1976-06-25 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Shinguruendoputsushupuruzofukukairo |
-
1984
- 1984-11-12 JP JP23783784A patent/JPS60121817A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5173362A (en) * | 1974-12-20 | 1976-06-25 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Shinguruendoputsushupuruzofukukairo |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4621238A (en) | Differential amplifier circuit having controllable gain | |
| US4609882A (en) | Oscillator/demodulator circuit arrangement for an inductive proximity switch | |
| US5144263A (en) | Method for amplitude control of an oscillator output signal, and circuit configuration for performing the method | |
| US4639659A (en) | DC-DC converter | |
| US4282490A (en) | Pulse count type FM demodulator circuit | |
| US5677647A (en) | High power pulse waveform generator | |
| US3855552A (en) | Oscillator utilizing complementary transistors in a push-pull circuit | |
| JPH04416B2 (ja) | ||
| JPS596454B2 (ja) | 近接スイッチの発振回路 | |
| JPS60121819A (ja) | 近接スイツチの発振回路 | |
| US3855553A (en) | Modulated transistor oscillators | |
| JP3073408B2 (ja) | 三角波信号のクランプ回路 | |
| JPH11196581A (ja) | 自励式プッシュプル電源回路 | |
| JPS5843431Y2 (ja) | スイツチングレギユレ−タ回路 | |
| KR200186008Y1 (ko) | 자려형 가변주파수 변환장치 | |
| JPS593653Y2 (ja) | 画歪補正回路 | |
| JPH071855Y2 (ja) | ダブルバランスミクサ | |
| JPH0453095Y2 (ja) | ||
| JP3221058B2 (ja) | 整流回路 | |
| JPS599445Y2 (ja) | トランジスタ検波回路 | |
| JPH0370390B2 (ja) | ||
| JPS5924627B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPS596452B2 (ja) | 近接スイッチの発振回路 | |
| JPH0117888Y2 (ja) | ||
| JPS596453B2 (ja) | 近接スイッチの発振回路 |