JPS5994905A - Ｒｆ変換器の変調回路 - Google Patents
Ｒｆ変換器の変調回路Info
- Publication number
- JPS5994905A JPS5994905A JP20485782A JP20485782A JPS5994905A JP S5994905 A JPS5994905 A JP S5994905A JP 20485782 A JP20485782 A JP 20485782A JP 20485782 A JP20485782 A JP 20485782A JP S5994905 A JPS5994905 A JP S5994905A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- modulation
- circuit
- signal
- audio
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 abstract description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 15
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 5
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
- H03C1/56—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising variable two-pole elements only
- H03C1/58—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising variable two-pole elements only comprising diodes
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はビデオテープレコーダ等に用いられ、映像信号
および音声信号をＴＶ放送佃号に変換するＲＦ紫換器の
一部を成す音声変調装置に関し、その目的とするところ
は部品点数を削減し、消費電流を減少させ、潟贋特性が
良好で、変調度のバラツキが少ないＡＭ変調回路を提供
するにある。
および音声信号をＴＶ放送佃号に変換するＲＦ紫換器の
一部を成す音声変調装置に関し、その目的とするところ
は部品点数を削減し、消費電流を減少させ、潟贋特性が
良好で、変調度のバラツキが少ないＡＭ変調回路を提供
するにある。
従来のビデオテープレコーダー（以下ＶＴＲと記２
（以下ＲＦモジ−レータ−と記す）が一般に用いられて
いる。
いる。
第１図はＲＦモジュレータ−の系統図であり、第１図に
於いて（ｌυは映像信号源、ＱＩは音声信号源、Ｑ４は
音声信号の供給される入力端子であシ、これらの映像信
号、音声信号はＶＴＲよシ再生されたものである。映像
信号源ａυからの映像信号はクランプ回路（１）を介し
て映像増幅回路（２）を通り、映像変調回路（３）に供
給され、映像変調回路（３）にて搬送波発生回路（５）
からの映像搬送波によってＡＭ変調され、被変調映像信
号が得られる。
於いて（ｌυは映像信号源、ＱＩは音声信号源、Ｑ４は
音声信号の供給される入力端子であシ、これらの映像信
号、音声信号はＶＴＲよシ再生されたものである。映像
信号源ａυからの映像信号はクランプ回路（１）を介し
て映像増幅回路（２）を通り、映像変調回路（３）に供
給され、映像変調回路（３）にて搬送波発生回路（５）
からの映像搬送波によってＡＭ変調され、被変調映像信
号が得られる。
また、音声信号源ａ〔からの音声信号は音声増・回路（
９）を介して音声変調回路（７）に入力され、音声変調
回路（７）にてインターキャリア周波数を発生する発振
器（８）からの発振信号によって変調されて音声中間周
波数信号（インターキャリア）が得られる。インターキ
ャリア信号は周波数変換回路（６）Ｋ入力され、周波数
変換回路（６）にて搬送波発生回路（５）からの映像搬
送波によって周波数変換され、出ｐ、 ３ ているＴＶ放送信号として出力される。
９）を介して音声変調回路（７）に入力され、音声変調
回路（７）にてインターキャリア周波数を発生する発振
器（８）からの発振信号によって変調されて音声中間周
波数信号（インターキャリア）が得られる。インターキ
ャリア信号は周波数変換回路（６）Ｋ入力され、周波数
変換回路（６）にて搬送波発生回路（５）からの映像搬
送波によって周波数変換され、出ｐ、 ３ ているＴＶ放送信号として出力される。
第２図は第１図に示す音声増幅回路（９）、音声変調回
路（７）、発振器（８）、の音声変調回路に使用した一
例を示すもので、先ず信号の流れに沿って第２図により
桐略説明すると、音声信号は音声入力端子Ｏ２に印加さ
れ、結合コンデンサＱ３１を通ってバッファトランジス
タ（１４）から成る音声増幅回路（９）で増幅され、結
合コンデンサ（１０を介して平価変調トランス０眠変調
用ダイオード（２２、（２３１から成る音声変調回路（
７）に導かれる。
路（７）、発振器（８）、の音声変調回路に使用した一
例を示すもので、先ず信号の流れに沿って第２図により
桐略説明すると、音声信号は音声入力端子Ｏ２に印加さ
れ、結合コンデンサＱ３１を通ってバッファトランジス
タ（１４）から成る音声増幅回路（９）で増幅され、結
合コンデンサ（１０を介して平価変調トランス０眠変調
用ダイオード（２２、（２３１から成る音声変調回路（
７）に導かれる。
一方、発振器（８）で発生したインターキャリア信号（
被変調波信号）は、音声信号によって音声変調回路（７
）でＡＭ変調され、トランジスタｃ！８１を通シコイル
Ｃ（１１、コンデンサｃ３りを介して出力端子−へ導か
れる。゛ 出力端子間以降は第１図に図示の周波数変換回路（６）
に接続され、以後の動作は第１図の通りである。
被変調波信号）は、音声信号によって音声変調回路（７
）でＡＭ変調され、トランジスタｃ！８１を通シコイル
Ｃ（１１、コンデンサｃ３りを介して出力端子−へ導か
れる。゛ 出力端子間以降は第１図に図示の周波数変換回路（６）
に接続され、以後の動作は第１図の通りである。
次に、第２図に示す回路の動作を詳細に説明すると、ｏ
ｆ 、 （４０はバッファトランジスタ０４）のバイア
ス供給抵抗、（１５１はエミッタ抵抗であシ、トランジ
スタαａは通常入力インピーダンスを高くするためエミ
ッタフォロウで使用される。（至）、ｃ！４は平衡変調
トランス０８の電位設定用のバイアス抵抗であり、（ハ
）ｌ （２７１１（２）、艶はダイオード（２）、（ハ
）へのバイアスを供給する抵抗であり、変調度を設定す
る素子である。ダイオード翰はトランジスタ（ハ）のペ
ースエミッタ間電圧ＶＢＢが温度によシ変化した場合に
、トランジスタｃ！和のエミッタ電圧が変化し、ダイオ
ードａ 、 ｃ！淘のバイアスが変化し、変調度が変る
のを防ぐ温度補償用ダイオードである。
ｆ 、 （４０はバッファトランジスタ０４）のバイア
ス供給抵抗、（１５１はエミッタ抵抗であシ、トランジ
スタαａは通常入力インピーダンスを高くするためエミ
ッタフォロウで使用される。（至）、ｃ！４は平衡変調
トランス０８の電位設定用のバイアス抵抗であり、（ハ
）ｌ （２７１１（２）、艶はダイオード（２）、（ハ
）へのバイアスを供給する抵抗であり、変調度を設定す
る素子である。ダイオード翰はトランジスタ（ハ）のペ
ースエミッタ間電圧ＶＢＢが温度によシ変化した場合に
、トランジスタｃ！和のエミッタ電圧が変化し、ダイオ
ードａ 、 ｃ！淘のバイアスが変化し、変調度が変る
のを防ぐ温度補償用ダイオードである。
以上の様に音声信号でＡＭ変調されたインターキャリア
はトランジスタ（ハ）を通シコイル０１）、コンデンサ
０４を介して出力端子−へ導かれ、ここに０１）。
はトランジスタ（ハ）を通シコイル０１）、コンデンサ
０４を介して出力端子−へ導かれ、ここに０１）。
０４はコイルＣ１１ｌ、コンデンサＣ３２１からなるピ
ーキング回路によってＡＭ変調されたインターキャリア
（例えば日本、米国の場合４．５ ＭＨｚ ％西ヨーロ
。
ーキング回路によってＡＭ変調されたインターキャリア
（例えば日本、米国の場合４．５ ＭＨｚ ％西ヨーロ
。
パ尋の場合５．５ ＭＨ！ ％フランス等の場合６．５
ＭＨｚ）のみを選択的に抽出する。
ＭＨｚ）のみを選択的に抽出する。
上記した従来の音声変調回路はトランジスタ（至）のベ
ース電圧を最適な値に設定して変調度を決定するため、
トランジスタ（ハ）のバイアス特性を安定に保つための
抵抗＋２５１．＋２７）、＠、（至）、ダイオード（至
）等多くの部品を必要とする。更に、トランジスタ（ハ
）のペースエミッタ電圧ＶＢＩＩの温度変化は補償のた
めのダイオード（２）を挿入しても補償が完全でない為
トランジスタ（ハ）のベース電圧が愛り、変一度が変化
するので、変調度のバラツキを抑えるのが困難である等
の欠点があった。
ース電圧を最適な値に設定して変調度を決定するため、
トランジスタ（ハ）のバイアス特性を安定に保つための
抵抗＋２５１．＋２７）、＠、（至）、ダイオード（至
）等多くの部品を必要とする。更に、トランジスタ（ハ
）のペースエミッタ電圧ＶＢＩＩの温度変化は補償のた
めのダイオード（２）を挿入しても補償が完全でない為
トランジスタ（ハ）のベース電圧が愛り、変一度が変化
するので、変調度のバラツキを抑えるのが困難である等
の欠点があった。
本発明は上記欠点を除去したものであり、トランジスタ
０４）のエミッタと音声信号注入端子（２１）を直流的
に接続し、温度依存度の大きいトランジスタ（２）を除
去した事によ多部品点数を大幅に減少し、トランジスタ
（至）の温＃特性変化に起因する変調度バラツキを改善
したもので、以下第３図に従って本発明の詳細な説明す
る。図中従来例（第２図）と同一構成部分には同一符号
が付しである。
０４）のエミッタと音声信号注入端子（２１）を直流的
に接続し、温度依存度の大きいトランジスタ（２）を除
去した事によ多部品点数を大幅に減少し、トランジスタ
（至）の温＃特性変化に起因する変調度バラツキを改善
したもので、以下第３図に従って本発明の詳細な説明す
る。図中従来例（第２図）と同一構成部分には同一符号
が付しである。
音声信号は音声入力端子Ｑｚに印加され、トランジスタ
α荀で増幅してエミッタから取り出し、抵抗０５）を通
り介して平衡変調トランス（１〜の注入端子（２１）に
注入され、発振器（８）によシ生“じたインターキャリ
ア信号をダイオード（ハ）、（ハ）を用いた平衡変調回
路を構成する音声変調回路（７）でＡＭ変調し、直流電
流制限用の抵抗（ト）及びコンデンサ０７）、抵抗（至
）から成る交流バイアス制限回路を通シ、既述のコイル
Ｃ１１ｌ 、コンデンサ０４から成るピーキング回路を
通って出力端子（ト）に導かれる。
α荀で増幅してエミッタから取り出し、抵抗０５）を通
り介して平衡変調トランス（１〜の注入端子（２１）に
注入され、発振器（８）によシ生“じたインターキャリ
ア信号をダイオード（ハ）、（ハ）を用いた平衡変調回
路を構成する音声変調回路（７）でＡＭ変調し、直流電
流制限用の抵抗（ト）及びコンデンサ０７）、抵抗（至
）から成る交流バイアス制限回路を通シ、既述のコイル
Ｃ１１ｌ 、コンデンサ０４から成るピーキング回路を
通って出力端子（ト）に導かれる。
抵抗（ト）は直流に対し高インピーダンスを与える値（
略１０肛０であシ、平衡変調ダイオードの。
略１０肛０であシ、平衡変調ダイオードの。
（２３に加わる変調レベルを直流的に制御する機能を有
するものであり、また、コンデンサＣ３η、抵抗（至）
は交流のインピーダンスを下げ音声変調回路（力にかか
る交流電位を決定するものであり、音声信号を音声変調
回路（７）へ適切なレベルで供給する為の） 回路である。
するものであり、また、コンデンサＣ３η、抵抗（至）
は交流のインピーダンスを下げ音声変調回路（力にかか
る交流電位を決定するものであり、音声信号を音声変調
回路（７）へ適切なレベルで供給する為の） 回路である。
更に本発明の音声変調回路（７）の動作について直流分
（Ｂｉａｓ） 、および、交流分（変調信号）に分けて
詳述すると、直流分はバイアス供給端子（至）よシ抵抗
Ｃｌ５１を介し平衡変調用のダイオード＋２３．＋２３
の中点に加えられるので一方のダイオード四が順方向に
バイアスされ、抵抗ｌ３６）を通ってグラウンドされ、
他方のダイオード（ハ）は逆バイアスされる。従って入
力端子（１７Ｊに信号が印加されない時の音声変調回路
（７）の直流バイアス電流はバイアス供給端子Ｃ３４）
に供給される電圧からトランジスタＩのペースΦエミッ
タ間電圧とダイオード＋２２１の順方向接合電圧とをひ
いた電圧、および、抵抗０５）、（ト）の抵抗値によっ
て決定される。交流分に関しては音声信号は音声入力端
子０より印加され、トランジスタＩのベースを通りエミ
ッタより平衡変調トランス鰻の注入点０１）に供給され
、平衡変調トランス鵠の接地容量α１を通って接地され
ると共に、ダイオード＋２２１ 、 ｃ２：ｉを通って
コンデンサＣ（７１，抵抗（７）を介して接地される。
（Ｂｉａｓ） 、および、交流分（変調信号）に分けて
詳述すると、直流分はバイアス供給端子（至）よシ抵抗
Ｃｌ５１を介し平衡変調用のダイオード＋２３．＋２３
の中点に加えられるので一方のダイオード四が順方向に
バイアスされ、抵抗ｌ３６）を通ってグラウンドされ、
他方のダイオード（ハ）は逆バイアスされる。従って入
力端子（１７Ｊに信号が印加されない時の音声変調回路
（７）の直流バイアス電流はバイアス供給端子Ｃ３４）
に供給される電圧からトランジスタＩのペースΦエミッ
タ間電圧とダイオード＋２２１の順方向接合電圧とをひ
いた電圧、および、抵抗０５）、（ト）の抵抗値によっ
て決定される。交流分に関しては音声信号は音声入力端
子０より印加され、トランジスタＩのベースを通りエミ
ッタより平衡変調トランス鰻の注入点０１）に供給され
、平衡変調トランス鵠の接地容量α１を通って接地され
ると共に、ダイオード＋２２１ 、 ｃ２：ｉを通って
コンデンサＣ（７１，抵抗（７）を介して接地される。
さて、音声変調回路（７）の変調度は平衡変調用ダイオ
ード（：’９ 、 ｅ３１に流れるバイアス電流と、音
声変調回路（７）に注入される音声信号のレベルとで決
定される。すなわち、平衡変調用ダイオード（２）、ｃ
！３１に流れるバイアス電流を一定とすると、音声変調
回路（７）に注入される音声信号のレベルにより変調度
が決定され、抵抗Ｃ３５１、ＣＩ＋９、コンデンサ０７
）の定数によって所望の変調度が得られる。また逆に、
音声信号を一定にすると、平衡変調用ダイオード四。
ード（：’９ 、 ｅ３１に流れるバイアス電流と、音
声変調回路（７）に注入される音声信号のレベルとで決
定される。すなわち、平衡変調用ダイオード（２）、ｃ
！３１に流れるバイアス電流を一定とすると、音声変調
回路（７）に注入される音声信号のレベルにより変調度
が決定され、抵抗Ｃ３５１、ＣＩ＋９、コンデンサ０７
）の定数によって所望の変調度が得られる。また逆に、
音声信号を一定にすると、平衡変調用ダイオード四。
（ハ）に流れるバイアス電流を変化する事によっても決
定され、抵抗間の定数によって所望の変調度が得られる
。
定され、抵抗間の定数によって所望の変調度が得られる
。
温度によってトランジスタ（１４）のベース・エミッタ
間電圧が変化しても、抵抗０６）の両端に加わるセルフ
バイアス電圧値もベース・エミッタ間電圧の変化量に比
例して変化するのでダイオードｉｎ、ｃ！３１の両端の
電圧は常に一定に保たれるので変調度の温度特性は極め
て安定となる。又、ダイオードの電圧対ＮＭｆ特性のバ
ラツキがあっても、抵抗（ト）の抵抗値を大きく（略１
０にΩ）してダイオードｔ２ａ。
間電圧が変化しても、抵抗０６）の両端に加わるセルフ
バイアス電圧値もベース・エミッタ間電圧の変化量に比
例して変化するのでダイオードｉｎ、ｃ！３１の両端の
電圧は常に一定に保たれるので変調度の温度特性は極め
て安定となる。又、ダイオードの電圧対ＮＭｆ特性のバ
ラツキがあっても、抵抗（ト）の抵抗値を大きく（略１
０にΩ）してダイオードｔ２ａ。
（ハ）に流れる電流が常に一定と力る定電流回路を構成
する事ができ、変調度のバラツキは極めて少なくなる。
する事ができ、変調度のバラツキは極めて少なくなる。
以上の如く本発明は、直流バイアスを抵抗ｆｆ１Ｋよっ
て決定できる回路構成とし、また、交流の音声信号のレ
ベルコントロールを抵抗ａ５１． ｗ、コンｐ、 ９ デンサＣ（７）で行なう回路構成としたため、（１）音
声変調回路としての平衡変調器の注入端および出力端の
直流電位差設定用のバイアス回路が不要になり、部品点
数が大幅に削減されるので組立作業時間の短縮、価格の
低減化が可能となる。
て決定できる回路構成とし、また、交流の音声信号のレ
ベルコントロールを抵抗ａ５１． ｗ、コンｐ、 ９ デンサＣ（７）で行なう回路構成としたため、（１）音
声変調回路としての平衡変調器の注入端および出力端の
直流電位差設定用のバイアス回路が不要になり、部品点
数が大幅に削減されるので組立作業時間の短縮、価格の
低減化が可能となる。
（２）バイアスを決定するだめのトランジスタ（ハ）が
不要になるので、消費電流を少なく出来る。
不要になるので、消費電流を少なく出来る。
（３）トランジスタ（１４）のベースエミッタ電圧が温
度変化によって変化しても変調度の温度特性が変化せず
、安定した変調度が得られ、ＲＦ変換器の性能が向上す
る。
度変化によって変化しても変調度の温度特性が変化せず
、安定した変調度が得られ、ＲＦ変換器の性能が向上す
る。
（４）音声変調回路の直流バイアスと音声信号のレベル
とがそれぞれ独立して決定できるので設計の自由度１１
ｇ向上し、調整も容易となる。
とがそれぞれ独立して決定できるので設計の自由度１１
ｇ向上し、調整も容易となる。
等のきわめて大きな効果を奏する。
第１図はＲＦ変換器を示すプロ、クダイアグラム、第２
図は従来のＲＦ変換器の音声変調回路を示す回路図、第
３図は本発明によるＲＦ変換器のＰ、１０ 音声変調回路を示す回路図である。 （１）クランプ回路 （２）映像増幅回路（３）
映像変調回路 （４１ＲＦ信号出力端子（５）搬
送波発生回路 （６）混合回路（７）音声変調回路
（８）音声発振回路（９）音声増幅回路
翰音声信号源０１）映像信号源 （１２＋音
声入力端子ａ四入力結合コンデンサ （１４１トランジ
スタａ８平衡変調トランス （１９バイアス供給用コンデンサ Ｑｌ）音声入力注入端子
図は従来のＲＦ変換器の音声変調回路を示す回路図、第
３図は本発明によるＲＦ変換器のＰ、１０ 音声変調回路を示す回路図である。 （１）クランプ回路 （２）映像増幅回路（３）
映像変調回路 （４１ＲＦ信号出力端子（５）搬
送波発生回路 （６）混合回路（７）音声変調回路
（８）音声発振回路（９）音声増幅回路
翰音声信号源０１）映像信号源 （１２＋音
声入力端子ａ四入力結合コンデンサ （１４１トランジ
スタａ８平衡変調トランス （１９バイアス供給用コンデンサ Ｑｌ）音声入力注入端子
Claims (1)
- 直流を重畳した変調信号を変調回路に入力すると共に、
発振器からの発振信号を該変調回路に入力し、前記変調
回路の出力端に直流バイアスを決定する素子と前記変調
信号のレベルを決定する素子とを並列に設け、前記変調
回路の出力よシ同調回路を介して変調された信号を取シ
出すことを特徴とするＲＦＦ換器の変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20485782A JPS5994905A (ja) | 1982-11-22 | 1982-11-22 | Ｒｆ変換器の変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20485782A JPS5994905A (ja) | 1982-11-22 | 1982-11-22 | Ｒｆ変換器の変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5994905A true JPS5994905A (ja) | 1984-05-31 |
| JPH0213849B2 JPH0213849B2 (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=16497543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20485782A Granted JPS5994905A (ja) | 1982-11-22 | 1982-11-22 | Ｒｆ変換器の変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5994905A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56123615U (ja) * | 1980-02-20 | 1981-09-19 |
-
1982
- 1982-11-22 JP JP20485782A patent/JPS5994905A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56123615U (ja) * | 1980-02-20 | 1981-09-19 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0213849B2 (ja) | 1990-04-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3980815A (en) | White level clipping circuit | |
| US3868582A (en) | Af amplifier having constant current consumption | |
| JP3135253B2 (ja) | 信号処理装置 | |
| US3287664A (en) | Heterodyne modulator using a minimum of transistors | |
| JPH0213849B2 (ja) | ||
| US4280100A (en) | Time modulation pulse averaging demodulator | |
| JPS643225Y2 (ja) | ||
| WO1980001344A1 (en) | Am-fm detector circuit | |
| US6970052B2 (en) | Modulator immune from temperature variation-induced change in modulation factor | |
| JPH023586B2 (ja) | ||
| JPH0214803B2 (ja) | ||
| JPH0127295Y2 (ja) | ||
| JPS6221630U (ja) | ||
| JPS643224Y2 (ja) | ||
| JPH0533105Y2 (ja) | ||
| JPS646613Y2 (ja) | ||
| JPH0317453Y2 (ja) | ||
| JPS6259936B2 (ja) | ||
| JPS6219107B2 (ja) | ||
| JPH027228B2 (ja) | ||
| JPS60220623A (ja) | 高周波切換回路 | |
| JPS6143323Y2 (ja) | ||
| EP0700200A2 (en) | Video sync tip clamp circuit | |
| JPS58177012A (ja) | Ｆｍ変調器 | |
| JPS6126265B2 (ja) |