JPS60105971A - アナログ信号測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明はアナログ信号測定装置に係シ、特に雑音の測定
精度に与える影響を軽減し、かつ測定時間の短縮化を図
ることができるアナログ信号測定装置に関するものであ
る。

〔従来技術〕

ジョセフソン素子は、従来の半導体素子に比べ高速スイ
ッチングと低雑音の優れた特性を持つ。

そして、この特性を活かし、高速信号、特にジョセフソ
ン素子自体のスイッチング特性をジョセフソン素子で構
成したサンプラーでサンプリングすることが盛んに研究
されている。

このサンプリング技術の代表的な文献としては、■　Ｓ
、Ｍ　ＦａｒｉｓｉＡｐｐｌ、Ｐｈｙａ、Ｌｅｔｔ、３
６（１２）。

ＰＰ１００５〜１００７．１９８０ ■　Ｄ、Ｂ、ＪｕｃｋｅｒｍａｎｉＡｐｐｌ、Ｐｈｙｓ
、Ｌｅｔｔ、３６（１２）。

ＰＰ１００８〜１０１０．１９８０ ■　Ｃ，ＨａｍｌｌｔｏｎｉＵ、Ｓ、Ｐａｔｅｎｔ、Ｎ
ｏ、４．２４５＋１６９゜Ｊａｎ、１３．１９８１ を挙げることができる。

このジョセフソン素子で構成されたサンプリングゲート
を第１図に、この第１図のジョセ７ン／サンプリングゲ
ートを用いた従来のサンプリング装置の一例を第２図に
それぞれ示し、サンプリング原理を説明する。

まず、第１図に示すサンプリングゲートは、サンプリン
グパルスＩｐ　と被測定信号Ｉｕおよびノ（イアスミ流
ＩＭを入力する磁気結合線を持ち、各々加算された電流
値が素子電流Ｉ５で定められるゲートのしきい値亀流Ｉ
０を越えると出力“１パ（を圧状態；出力数ｍＶ　）と
なり、しきい値電流Ｉｃ以下のときは出力“０°°（超
伝導状態；出力ＯｍＶ　）となる。なおＯＵＴよはサン
プラー出力が得られる出力端子である。

つぎに、第２図に示すサンプリング装置内の信号出力回
路ＳＯＣはサンプリングゲート回路ＳＧＣの出力状態に
応じてバイアス（帰還）電流工９の値を変化させる。そ
して、バイアス電流工、の変化方向を、サンプリングゲ
ート回路ＳＧＣの出力が“１″のときは、その出力が“
０″となる方向に定め、また、サンプリングゲート回路
ＳＧＣの出力が“０″のときにはその出力が“１″とな
る方向に定め、サンプリング動作を繰返すと、バイアス
電流エヤはサンプリングゲート回路ＳＧＣが“Ｏ′″お
よび“１″の出力状態をある一定の確率（通常は％）で
とる値に収束する。このとき、下記（１）式が成立する
。

Ｉｕ＋Ｉｐ＋ＩＭ＝　１Ｏ−−−−（＋）そして、サン
プリングパルスエ、およびゲートのしきい値電流Ｉ、を
一定とすれば、被測定信号工。はバイアス電流ＩＭの収
束値、すなわち、信号出力回路ＳＯＣの出力を測定する
ことで得ることができる。なお、サンプリングパルスエ
、を入力させる時刻を、被測定信号波形■ｕ（ｔ）に対
し順次遅延させれば被測定信号波形■ｕ（ｔ）の各々異
なつた時刻の瞬時値をサンプリングすることができる。

これは、通常のサンプリング手法と同様である。

この第２図において、ＳＰＧはサンプリングパルスＩ、
を発生するサンプリングパルス発生器、ＳＴはこのサン
プリングパルス発生器ＳＰＧと信号出力回路ＳＯＣを駆
動するトリガ信号、ＲＯＣは読み出しコマンド信号ＲＣ
８に基いて信号出力回路ＳＯＣの出力を読み出す読み出
し回路、ＯＵＴ、は被測定信号の瞬時値に対応したテン
プリング装置全体の出力が得られる出力端子である。

そして、従来のジョセフソンサンプリング装置において
は、信号出力回路ＳＯＣとして、下記三回路の何れか一
つを用いでいる。

すなわち、 ａ）定電流源回路とキャパシタあるいは増幅器とキャパ
シタで構成されるアナログ積分回路。

ｂ）　アップダウンカウンタにディジタル・アナログ変
換回路（Ｄ／Ａコンバータ）を接続した回路。

Ｃ）逐次比較レジスタ、例えば、ＡＭＤ社製のＩＣ，Ａ
ｍ　２５０２−２５０４にＤ／Ａコンバータを接続した
回路。

ここで、上記ａ）およびｂ）で述べた回路は、サンプリ
ングゲートの出力状態に対応しである定められた値（分
解能）Δ■□だけ、その出力値を変化させる追従比較型
サンプリング用の回路でアシ、サンプリング装置の分解
能はΔ工で与えられる。

この追従比較用の信号出力回路を用いて、ある定められ
たフルスケールレンジ内、内で被測定信号■。を分解能
Δ■□でめるには下記（２）式で表わされるサンプリン
グ回数Ｎ工が必要となる。

工 Ｎよ＝　ＩＮＴ（’／ＪＩ　）　・・・・（２）Ｆ ただし、ＩＮＴ′は　／Δ、□　内の値を越えない最大
の整数を示す。

そして、このサンプリング回数Ｎ工の具体的な例として
、フルスケールレンジ内にあるパルス波形ヲフルスケー
ルレンジに対する分解能０．５チで測定するためには、
値Δ工はＦ／２００　となシ、テンプリング回数Ｎ０は
Ｎ□−２００となる。

５　前述した例から明らかなように、追従比較用の信号
出力回路を用いたサンプリング装置は、被測定信号値を
めるために多くのサンプリング回数を必要とし、測定に
多大の時間を要するという欠点を持つ。

また、上記Ｃ）に述べた回路は、ｎ回目のサンプリング
動作を行なったとき、サンプリングゲートの出力状態に
対応して、ある定められたフルスケールレンジエ、の（
Ｔ）ｎ”　倍の値だけその出力値を変化させる逐次比較
サンプリング用の回路である。この回路を用いたサンプ
リング装置の分解能Δ工、は、サンプリングをＮ２回行
なったとき下記（３）式で与えられる。

ΔＩ　＝　工Ｘ２−（ＮＺ＋１）　・・・・（３）２　
Ｆ そして、逐次比較用の信号出力回路を用いて、前述した
パルス波形例を同一条件で測定した場合を得、Ｎ２＝７
　（Ｎ２は整数である）で要求された分解能を達成する
ことができる。

以上の例から明らかなように、逐次比較用の信号出力回
路を用いたサンプリング装置は、前述の追従比較用の信
号出力回路を持つサンプリング装置に比べ極く少ないサ
ンプリング回数で被測定信号値をめることができ、測定
時間の大幅な短縮化が図れる長所を持つ。

しかしながら、逐次比較用の信号出力回路をジョセフソ
ン素子出力に代表される高速で微弱な信号値を測定する
サンプリング装置に使用すると、以下に述べる欠点が生
じる。

すなわち、ジョセフソン素子から出力される被測定信号
は極低温環境で発生しており、極めて低ノイズであると
想定される。そして、ジョセフソン素子で構成される一
丈ンプリングゲートにおいては、このジョセフソン素子
の出力信号と常温環境にある素子からの出力とを比較し
、”Ｏ”＄−よび“１′′の何れかの状態を出力するが
、常温環境にある素子の出力にはノイズが含まれている
。そのため、ジョセフソンサンプリング装置においては
、素子電流Ｉ、とバイアス電流工うのもつノイズがシス
テムノイズの大半を占めると考えられる。

ここでは、等何曲なノイズ源を想定し、論を単純化させ
るため、ノイズ量はサンプリング装置の分解能の４倍弱
のＰ−Ｐ値であると仮定し、逐次比較を行って得られた
バイアス電流ＩＭのバイナリコードをＡからＤで表現す
る。その態様をノイズ分布とコード化される指値を表わ
した第３図に示す。

この第３図の左端はノイズＰ−Ｐ値と生起確率分布曲線
を示し、右端は三桁からなるコードを記号Ａ、Ｂ、Ｃお
よびＤで表現したもので、各コード間のしきい値は横線
（イ）、←）、（ハ）で示される。そして、生起確率分
布曲線内のＰ。、Ｐ□、Ｐ２およびＰ８は上記しきい値
で分布曲線を分け、各々コードＡ。

Ｂ、Ｃ，Ｄで表現されるべき値の確率を表わしたもので
ある。

そして、この第３図において、状態Ｉから状態■は、収
束する過程において上位ＢＩＴが決定されるしきい値に
よ９分類されており、そのしきい値は大きい横線（ハツ
チング部分）で示しである。

この状態Ｉ〜■の各状態において、各コードからなる確
率を計ηすると、下記第１表のようになる。

第１表 この第１表よシコードＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄをと９得る確率は
ノイズの確率分布だけでは定まらず、信号が位置する場
所によって異なることがゎがる。

特にＡおよびＤのコードをとる確率は各々Ｐｏ　もしく
はＰ８に等しいか、よシ小さくなっておシ、各々コード
をとる確率は第３図に・示したノイズの確率分布曲線よ
り幾分中心によった曲線となる。

しかし、この第１表より得られる結論で重要なことは、
逐次比較用の信号出力回路を用いたサンプリング装置で
得られる値は、ノイズＰ−Ｐ値内で“ばらつき″、コー
ドの多ビット化を図って分解能をあげても、単に、ノイ
ズレベルの分布を細かくとるだけで、ノイズの低減につ
ながらないことである。

このため、逐次比較用の信号出力回路を持つサンプリン
グ装置で、低レベルでかつ低雑音の信号を測定すると、
サンプリング装置自体の持つシステムノイズによシ高精
度の測定ができなくなるという欠点を有している。

〔発明の目的および構成〕

本発明は以上の点に鑑み、このような問題を解決すると
共にかかる欠点を除去すべくなされたもので、その目的
はノイズが重畳されているときの信号波形を極めて短時
間でかつ高精度でサンプリングすることができるアナロ
グ信号測定装置を提供することにある。

このような目的を達成するため、本発明は逐次比較型サ
ンプリング動作と追従比較型サンプリング動作とを組み
合わせ、被測定信号レベルまでは指数関数で急速に収束
する逐次比較用の信号出力回路を用い、その逐次比較用
の信号出力回路の出力変化が所定の分解能に達すると、
追従比較用の信号出力回路でノイズレベルを指数関数的
に減らすようにしたものである。

〔実施例〕 以下、図面に基づき本発明の実施例を詳細に説明する。

第４図は本発明によるアナログ信号測定装置の一実施例
を示すブロック図である。

図において、ＴＰＯはサンプリング装置の基本クロック
信号を発生するトリガパルス発生器、ＭｓＧはこのトリ
ガパルス発生器ＴＰＯの出力を入力とするジョセフソン
素子で構成される被測定信号発生器、ＳＧはこの被測定
信号発生器ＭＳＧからの被測定信号レベル□とバイアス
（帰還）電流エラを入力とするジョセフソン素子で構成
されるサンプリングゲートで、このサンプリングゲー）
ＳＧは被測定信号■□のアナログ信号を入力する端子と
バイアス（帰還）電流ＩＭの帰還信号を入力する端子を
含む複数の入力端子をもち、これら各入力端子に加えら
れた信号値の総和が予め定められた所定のしきい値を越
すと出力状態が反転する比較手段を構成している。

ＶＤＣは可変遅延回路、ＳＰＧはジョセフソン素子で構
成されサンプリングゲートエ、を発生するサンプリング
パルス発生器、ＦＤＣは固定の遅延回路、ＳＷＣはこの
固定遅延回路ＦＤＣの出力を切替えるスイッチ回路であ
る。

ＳＯＣ、は逐次比較用の第１の信号出力回路、５ＯＣ２
は追従比較用の第２の信号出力回路、ＡＤＣはこれら第
１および第２の信号出力回路Ｓ　ＯＣ１１ＳＯＣの各出
力を合成する加算回路で、これらは上記比較手段を構成
するサンプリングゲー）ＳＧの出力端に入力端が接続さ
れトリガ信号が加わることによりサンプリングゲートＳ
Ｇの出力状態に応じて出力値を変化させる信号出力手段
を構成し、その出力値をバイアス（帰還）電流ＩＭの帰
還信号としてサンプリングゲー）ＳＧに入力するよう構
成されている。

ＣＴは測定を開始させるコマンド信号が印加される入力
端子、ＣＵＮＴ、は第１のカウンタ回路、Ｃ０ＵＴ２は
第２のカウンタ回路、ＳＨは加算回路ＡＤＣの出力と第
１のカウンタ回路ＣＵＮＴ□の出力を入力とするサンプ
リングホールド回路、ＯＵＴ、！はこのサンプリングホ
ールド回路ＳＨに接続され被測定信号の瞬時値に対応し
たサンプリング装置全体の出力が得られる出力端子であ
る。

そして、前述の信号出力手段は、定められた所定の回数
までのトリガ人力信号入力に対しては前回のトリガ信号
入力によって生じた出力信号変化址の翅だけ前記比較手
段の出力状態に応じて出力値を増加あるいは減少させる
ようになし、かつトリガ信号が前記予め定められた所定
の回数を越えて入力したとき前記比較手段の出力状態に
応じて所定の値だけ出力値を増加あるいは減少させるよ
う構成されている。

つぎにこの第４図に示す実施例の動作を第５図。

第６図および第７図を参照して説明する。

まず、トリガパルス発生器ＴＰＯはある定められた所定
の周期でトリガパルスを繰シ返し出力する。

このトリガパルス発生器ＴＰＯの出力経路は三系統あシ
、その１つの出力経路は被測定信号発生器ＭＳＧに第１
のトリガ信号を入力し、その信号発生器を駆動して高速
の被測定信号工。を出力するために用いられ、他の１つ
の出力経路は可変遅延回路ＶＤＣに第２のトリガ信号を
入力させるのに用いられ、さらに他の１つの出力経路は
第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ工に第３のトリガ信号を入
力させるのに用いられる。

そして、トリガパルス発生器ＴＰＧからの第２のトリガ
信号を入力とする可変遅延回路ＶＤＣは第２のカウンタ
回路−−からの制御信号（コントロール信号）によって
定められる所定の遅延時間Ｔｄ□を持ち、入力した第２
のトリガ信号を遅延時間Ｔｄ、だけ遅らせて出力する。

この遅延をかけられた第２のトリガ信号はサンプリング
パルス発生器ＳＰＧを駆動し、幅の狭いサンプリングパ
ルスＩ。

を発生させる。このようにして発生したサンプリングパ
ルスエ、はサンプリングゲー）　ＳＧに加えられる。な
お、この可変遅延回路ＶＤＣの第２のトリガ信号出力は
固定遅延回路ＦＤＣを経由して一定の遅延が図られた後
、第４のトリガ信号としてスイッチ回路ＳＷＣに入力さ
れている。

一方、入力端子ＣＴに測定開始のコマンド信号が印加さ
れていないときには、スイッチ回路ｓｗｃは入力してく
る第４のトリガ信号を出力しないよう初期設定されてい
る。また、第１の信号出力回路ＳＯＣ，の出力はフルス
ケール出力値工、の％となるよう初期設定され、第２の
信号出力回路５ＯＣ８は零出力となるよう初期設定され
ておム加算回路ＡＤＣは第１および第２の信号出力回路
ＳＯＣ，。

５ＯＣ２の各出力を合成し、上記フルスケール出力値１
Ｆ／２　をサンプリングゲートＳＧにバイアス（帰還）
電流ＩＭとして出力している。

つぎに、入力端子ＣＴに測定開始のコマンド信号が印加
され、このコマンド信号が第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ
ｌに入力すると、第１のサンプリング動作が開始され、
この第１のカウンタ回路ｃＵＮＴｌはトリガパルス発生
器ＴＰＧから第３の出力経路を通して入力する第３のト
リガ信号パルスの計数を開始する。これと同時に、第１
のカウンタ回路ＣＵＮＴｌはスイッチ回路ＳＷＣへの制
御信号（コントロール信号）　ＣＴＲＬを変化させ、固
定遅延回路ＦＤＣからスイッチ回路ｓＷＣへ入力する第
３のトリガ信号を、第１の信号出力回路ＳＯＣよへ出力
する状態を選択する。そして、この第１の信号出力回路
ＳＯＣ□と第２の信号出力回路５ＯＣ２にはサンプリン
グゲー）ＳＧの出力信号が入力されている。

ここで、このサンプリングゲー）ＳＧは前述の第２図に
おける原理で説明したように、被測定信号Ｉ、とサンプ
リングパルスＩｐおよびバイアス電流Ｉ、の和、Ｉｕ＋
Ｉ、＋Ｉ、があるしきい値Ｉｃを越えないときには、出
力状態が“０”°、越えるときには出力状態が“１′”
となっている。

そして、このサンプリングゲー）ＳＧには、図示されて
いないが、トリガパルス発生器ＴＰＧのトリガパルス出
力に同期し、サンプリングゲー）ＳＧのしきい値■。を
その振幅値で定める矩形パルスが素子電流より（第１図
参照）として前もって入力されておシ、サンプリングゲ
ー）ＳＧの出力状態は、素子電流■ｂの発生を停止する
までラッチされる。

また、スイッチ回路ＳＷＣに入力してくる固定遅延回路
ＦＤＣからの第３のトリガ信号は、サンプリンクケート
ＳＧが出方を開始するサンプリングパルスエ、の入力時
刻とその出方状態がサンプリングゲー）ＳＧの上記素子
電流■ｂ　の発生が停止されてリセットされる時刻との
間に第１の信号出力回路ＳＯＣ、に入力するよう、固定
遅延回路ＦＤＣで調整されている。

そして、上記第３のトリガ信号が第１の信号出力回路Ｓ
ＯＣ、に入力したとき、サンプリングゲートＳＧの出力
状態が“ｏ”であると、第１の信号出力回路５ＯＣ１は
その出方レベルをＩＦ（％）２だけ増加させて、ＩＦ　
ｌ　４＋　（４）２．の出力値となシ、加算回路ＡＤＣ
を通してサンプリンググー）ＳＧへバイアス電流ＩＭと
して帰還させる。ここで、もし、サンプリングゲートＳ
Ｇの出力状態が“１″のときには、第１の信号出力回路
ＳＯＣ□はその出力レベルをＩＦ（％）″だけ減少させ
てＩＦ（ニー（−！−）ｇ）の出２ 力値として、加算回路ＡＤＣを通してサンプリングゲー
トＳＧに帰還し、最初のサンプリング動作を終了させる
。

また、測定開始のコマンドパルスが入力端子ＣＴに印加
された後で、トリガパルス発生器ＴＰＧが２番目のトリ
ガ信号を発生させると、２番目の第１のサンプリング動
作が開始される。その内容は下記の通りである。

（１）　第１のカラ／り回路ＣＵＮＴ□は計数値を１だ
け増加させる。

（２）サンプリンググー）ＳＧは前回のサンプリング動
作で設定された新たなバイアス電流工Ｍに対して出力状
態を決定する。

（３）第１の信号出力回路ＳＯＣ工は、サンプリンググ
ー）ＳＧの新たな出力状態に応じ、前回のサンプリング
動作で変化させた出力値の更に局だけ、その出力値を増
加あるいは減少させる。

そして、上記（１）項から（３）項までの動作をトリガ
パルス発生器ＴＰＯのパルス発生が行なわれるたびにＮ
１回繰り返すと、バイアス電流エラの値は、（Ｉ’Ｆ　
（４−）Ｎ１”＋ノイズルール値）　の範囲で■。−Ｉ
、−Ｉ　Ｎ　＋１ ■。に収束する。なお、工Ｆ（２）　ｌ　の値は、装置
のもつシステムノイズのＰ−Ｐ値より小さくなる　・よ
うに前もってＮ□の値を定めておく。

つぎに、第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ１は、計数値がＮ
ｌになると、制御信号（コントロール信号）ＣＴＲＬの
出力を変化させ、第３のトリガ信号を第２の信号出力回
路５ＯＣ８へ入力させる状態を選択してこの第２の信号
出力回路５ＯＣ２を動作状態とし第２のサンプリング動
作を開始させる。その内容は下記の通りである。

（４）第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ□は計数値を１だけ
増加させる。

（５）サンプリングゲートＳＧは、前回のサンプリング
動作で設定された新たなバイアス電流ＩＭに対して出力
状態を決定する。

（６）第１の信号出力回路５ＯＣ１は第１のサンプリン
グ動作終了時の出力値を保持する。

（７）第２の信号出力回路ＳＯＣ，は、サンプリンググ
ー）ＳＧの新たな出力状態に応じ、ある定められたステ
ップ出力Δ工だけその出力値を増加あるいは減少させる
。

（８）加算回路ＡＤＣは、第１の信号出力回路ｓｏＣ工
の固定された出力値と、第２の信号出力回路ＳＯＣ，の
変動する出力値を合成し、バイアス亀流ＩＭとしてサン
プリンググー）ＳＧに帰還する。

そして、上記（４）項から（８）項までの動作をトリガ
パルス発生器ＴＰＧのパルス発生が行なわれるたびにＮ
、・回繰り返す。このときのバイアス電流ＩＭの収束値
については後述する。

つぎに、第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ工の計数値がＮ、
十Ｎ、となると、この第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ□は
無制御信号（コントロール信号）ＣＴＲＬを変イヒメせ
、スイッチ回路ＳＷＣをリセットして第３のトリガ信号
の出力を停止して第２の信号出力回路ＳＯＣ。

の動作を停止させる。そして、第１のカウンタ回　ｍ　
ＣＵＮＴ、ハこれと同時にサンプリングコマンドを発生
させ、サンプリングホールド回路ＳＨをトリカＬ、−Ｃ
バイアス心流ＩＭ値の最終値をサンプルさぜ、このサン
プリングホールド回路ＳＨはこのサンプルしたバイアス
電流Ｉ、の最終値をホールドし、出力触子ＯＵＴ　、を
通して図示しない他の表示装置に出力する。

そして、第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ、がら出力される
サンプリングコマンドは第１の信号出力回路ＳＯＣよと
第２の信号出力回路５ｏｃ２に前述したサンフルホール
ド動作に影響を与えないタイミングで出力され、第１の
信号出力回路ＳＯＣ、の出力を１Ｆ／２　にセットし、
第２の信号出力回路５ｏｃ２の出力を零にリセットする
。また、上記第１のカウンタ回路ＣＵＮＴ０から出力さ
れるサンプリングコマンドは第２のカウンタ回路ＣＵＮ
Ｔ２に出力され、この第２のカウンタ回路ＣＵＮＴ２の
制御信号（コントロール信号）を変化させる。そして、
このコントロール信号の変化により、可変遅延回路ＶＤ
Ｃは新た彦遅延時間Ｔｄ２を持ち、被測定信号発生器Ｍ
ＳＧからの被測定信号へに対するサンプリングパルス■
、の時間位置を変化させる。

このようにして、サンプリングコマンド発生による一連
の動作過程が終了すると、第１のカウンタ回路四回□は
入力端子ＣＴに印加される新たな測定開始の発生、ある
いは自動制御により、前回のサンプリング動作における
被測定信号工。のサンプリング点とは遅延時間Ｔｄ２−
Ｔｄ□だけ異なった波形位置のサンプリングを開始させ
るべく、スイッチ回路ＳＷＣへのコントロール信号を変
化させる。以下、第１回目のサンプリング動作と同様の
過程を経て出力端子０ＵＴ２にはバイアス電流Ｌ流への
第２最終値が出力され、第２回目のサンプリング動作が
終了する。

以上のサンプリング動作回数は第２のカウンタ回路ＣＵ
ＮＴ′２で計数され、ある定められた所定の回数値Ｎ８
　に達すると、可変遅延回路ＶＤＣは初期状態にリセッ
トされ、被測定信号工。の異なるＮ８個の瞬時値に比例
したバイアス電流ＩＭの値を出力端子０ＵＴ２に順次出
力し、サンプリング装置の動作は終了する。

貞で、追従比較用の第２の信号出力回路ＳＯＣ。

でＮ２回のサンプリング動作を行なったときのバイアス
電流工８の値について考察する。

まず、横軸をノイズ電流ｒＮとし縦軸をノイズの確率密
度関数ｐ（１，としたノイズ分布を表わす第５図におい
て、ノイズのＰ−Ｐ値を２ａ＋ノイズの平均値を０．か
つノイズの分布は平均値０に対し対称とする。

いま、前述した逐次比較のサンプリングが終了し、バイ
アス電流箱として第５図に示す電流工。

が得られたと仮定する。つぎに、ノイズ電流工、のバイ
アス電流のもとて追従比較のサンプリングを行うと、こ
のサンプリングによって得られるバイアス電流Ｉの予想
値は下記（４）式で表わされる。

なお、実際に取り得るバイアス電流工の値は、Ｉ＝Ｉ。

ｔｈｎΔＩ　であるが、論を単純化するため、上記（４
）式を仮定する。

あることを用いれば、Ｆ（Ｉ）−−Ｆ（１）より下記（
５）式が成立つ。

Ｉ＝Ｉ。−２Ｆ（１）・ΔＩ　・・・・（５）この（５
）式を任意の関数で解くことは困難であるので、確率密
度関数を一定および三角波とすると、サンプリングによ
って得られたバイアス′屯流■の予想値として第６図が
得られる。この第６図において、に）は一定分布を示し
たものであり、０つは三角波分布を示したものである。

いま、ΔＩ＝ａ／ＩＱ　（ＩＬはノイズの零ピーク値）
とし、追従比較用の信号出力回路（第４図における第２
の信号出力回路ＳＯＣ、参照）でＮ２回サンプリングを
行えば、バイアス電流工Ｍの値はノイズのないときの工
Ｍ０の値に対し、下記（６）式を満足する。

ＩＩ、−ＩＭ。ｌ　＜　ｌ　工０−”Ｍｏ　ｌ　×（４
）　”　十ΔＩ・・・・（６） 第７図はＮ２−（）のときのＩＭ値をａとしたときノ、
サンプリング回数Ｎ、に対するエラー−。の予想値を規
格化して図示したもので、追従比較回数に対するＩＭ−
一。の予想値と、バイアス電流ＩＭに含まれるノイズの
低減率を示す説明図であり、Ｎ２を増加すれば１Ｍ０に
収束することがわかる。

また、追従比較のサンプリングを行ったときに工。を得
る確率ＱＮは下記（７７式で表わされる。ただし、サフ
ィックスＮはＮ回目のサンプリングを示しＸＱｏ（工ｏ
’　＝　Ｐ（Ｉ。ｌ　テ；ｈル。

この（７）式で表わされるＱＮ（Ｉ。）を用いれば、サ
ンプリング回数Ｎ２に対するバイアス電流ＩＭのノイズ
σＩＭは下記（８）式で表わされる。

上記（７）式および（８）式を任意の関数で解くことは
困難なので、バイアス電流ＩＭの期待値をめたときと同
様に、Ｐ（１）を一定および三角分布としΔＩ”ａ／１
０とすれば、第７図に示すσＩＭが得られる。ここに示
したσ塘はＮ、＝０のとき１に規格化されており、追従
比較のサンプリングをＮ８回行ったときのバイアス電流
ＩＭに含まれるノイズの低減率を示している。

なお、この第７図において、（へ）はσＩＭ（一定分布
）、　（））はσＩＭ　（三角分布）、（ト）は−−Ｉ
Ｍｏ（一定分布）、（す）はＩＭ−ＩＭＯ（三角分布）
を示し、休）９．６１ は（、”　’Ｎ＋９．４汀）を示す。

前述したパルス波形の例で、システムノイズがフルスケ
ール値の１０％であるとき、各サンプリング装置がノイ
ズを％および％とするのに必要とするサンプリング回数
を下記第２表に示す。

第２表 この第２表において、（）内はノイズを局に低減した場
合を示す。

この第２表より従来装置に比べ数分の−のサンプリング
回数で、ノイズおよび測定誤差を低減して被測定信号を
めることができる。

また、本発明の逐次比較型サンプリング動作と追従比較
型サンプリング動作を哲なわせる信号発生回路は容易に
実現することができ、逐次比較型装置の平均化処理に必
要なアベレージヤなどは必、要としない。

以上を要約すると、本発明は、被測定信号レベルまでは
急速に収束する逐次比較用の信号出力回路を用い、その
逐次比較用の信号出力回路の出力変化が所定の分解能に
達すると、追従比較用の信号出力回路でノイズレベルを
減らすようにしたものである。

以上本発明をジョセフソンサンプリング装置に適用する
場合を例にとって説明したが、ジョセフソンサンプリン
グ装置ばかりでなく、通常のＡＤ変換器の多ビット化に
対しても有効である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、複雑な手段を用
いることなく、逐次比較型サンプリング動作と追従比較
型サンプリング動作とを組み合わせた簡単な回路構成に
よって、ノイズが重畳されているときの信号波形を極め
て短時間の高速でかつ高分解能にして高精度で被測定信
号をサンプリングすることができるので、実用上の効果
は極めて大である。

【図面の簡単な説明】

第１図はジョセフソン素子で構成されたサンプリングゲ
ートを示す構成図、第２図は第１図のサンプリングゲー
トを用いた従来のサンプリング装置の一例を示すブロッ
ク図、第３図は第２図の動作説明に供するノイズの分布
とコード化されたバイアス電流の一例を示す説明図、第
４図は本発明によるアナログ信号測定装置の一実施例を
示すブロック図、第５図および第６図は第４図の動作説
明に供するノイズの確率密度関数および追従比較のサン
プリングを一度行ったときのバイアス電流Ｉの変化の一
例を示す説明図、第７図は追従比較回数に対する工や−
ＩＭ０の予想値とバイアス電流工Ｍに含まれるノイズの
低減率を示す説明図である。 ＭＳＧ・・・・被測定信号発生器、ｓＧ　・・・・サン
プリングゲート、ＴＰＧ・・・・トリガパルス発生器、
ＳＰＧ・・・・サンプリングパルス発生器、ＶＤＣ・・
・・可変遅延回路、ＦＤｃ・・・・固定遅延回路、ＣＵ
ＮＴＣＵＮＴ　・・・・カウンタ回路、１１　Ｑ ＳＷＣ・・・・スイッチ回路、ｓｏｃｍ、ＳＯＣ，・・
・・信号出力回路、ＡＤＣ・・・・加算回路、ＳＨ・・
・・サンプリングホールド回路。 特許出願人　岩崎通信機株式会社 同　日本電信電話公社 代理人山川　政樹 （（ユか１名）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログ信号を入力する端子と帰還信号を入力する端子
   を含む複数の入力端子を持ちこれら各入力端子に加えら
   れた信号値の総和が予め定められた所定のしきい値を越
   えると出力状態が反転する比較手段と、この比較手段の
   出力端に入力端が接続されトリガ信号が加わることによ
   り前記比較手段の出力状態に応じて出力値を変化させる
   信号出力手段とを備え、前記信号出力手段の出力値を前
   記帰還信号として前記比較手段に入力し、予め定められ
   た所定のタイミングで前記信号出力手段の出力値に対応
   した信号を読み出して前記アナログ信号の値をめるアナ
   ログ信号測定装置において、前記信号出力手段は定めら
   れた所定の回数までのトリガ信号入力に対しては前回の
   トリガ信号入力によって生じた出力信号変化量の局だけ
   前記比較手段の出力状態に応じて出力値を増加あるいは
   減少させるようになし、かつトリガ信号が前記予め定め
   られた所定の回数を越えて入力したとき前記比較手段の
   出力状態に応じて所定の値だけ出力値を増加あるいは減
   少させるよう構成したことを特徴とするアナログ信号測
   定装置。