JPS60119929A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ ［背景技術］ 生体内の運動部例えば心臓等の臓器あるいは循環器及び
血管内の血流または体液流などの運動速度を測定するた
めに、従来より超音波パルスドプラ法が実用化されてお
り、生体内運動部からの反射エコーの周波数偏移によっ
て運動速度を電気的に検出することができるが、この従
来装置では、予め定めた深度にお（プる特定点の運動速
度のみしかめることができなかった。

この種の所望範囲全域の血流等の速度分布をめるための
進ｌυだ超音波ドプラ装置が本発明者らによって既に特
願昭５７−７０４７９　（特開昭５８−１８８４３３）
によって提案されている。

これによれば、速度分布は得られるが、速度偏差分布ま
では得ることができなかった。

本発明は速度情報のほかに診断上有用な情報である平均
速度（または平均周波数）に対づる信号の偏差量を測定
表示するものである。ドプラ周波数の偏差量は一般にス
ペク（〜ルの広がりを表わし、血流の流れ方が層流的流
れか乱流的流れかの識別や乱れの度合いを表わす俳であ
る。標ＩＰ￥偏差値や分散として知られている量は偏差
量を表わす。

し発明の目的］ 本発明は前記従来の課題に鑑みなされたもので波診断装
置を提供することにある。

［発明の構成１ 上記目的を達成するため、本発明は超音波パルスビーム
を一定の繰返し周波数で生体内に送信し反射波を受信増
幅して表示する超音波診断装置において、送信繰返し周
波数の整数倍の周波数を有し互いに複素関係にある一組
の複素基準信号と受信高周波信号とを混合して受信高周
波信号を複素信号に変換する複素信号変換器と、前記複
素信号の自己相関を演算する自己相関器と、前記自己相
関から偏差量を演算する偏差演算器と、を含み、生体内
運動部の運動速度の偏差分布を測定及び表示することを
特徴とする。

［実施例］ 以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。

安定な高周波信号を発生する水晶発振器１０のの出力は
分周同期回路１２に供給され、該分周同期回路１２によ
って所望周波数の各種出力信号が得られる。これらの出
力信号は超音波パルスビーム送信用の送信繰返し周波数
信号１００１複素変換のための複素基準信号１０２．１
０４、超音波診断装置結果の表示を行うための掃引同期
信号１０６及び装動各部の同期作用を行うクロック信号
１０８を含む。本発明において、前記複素基準信号１０
２．１０４は送信繰返し周波数信号１００の整数倍の周
波数を有しかつ互いに複素関係となるよう、実施例にお
いては、９０６の位相差を有づる。

前記送信１８号１００は駆動回路１４及び送受切替回路
１６を介し−（探触子１８に供給され該探触子１８を励
振し、超音波パルスビームが被検体２０内に送信される
。

被検体２０からの反射エコーは探触子１８によって電気
信号に変換され、送受切替回路１６から高周波増幅器２
２へ送られて所望の増幅作用が施された後、ぞの一方の
出力が通常の８モードあるいはＭモード表示信号とし−
Ｃ表示部に供給され、また他方の出力は本発明に係る運
動速度の偏差量を測定のために演算処理部へ供給される
。

通常のＢモードあるいはＭモード表示を行うための出力
信号は検波器２４及びビデオ増幅器２６から切替器２８
を介してＣＲＴ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示器３
０の表示面を輝度変調する。

前記探触子１８の超音波パルスビームを機械的あるいは
電気的な角度偏向などによって走査させ超音波パルスビ
ームで被検体２０を周期的に走査し、あるいは所望の偏
向角にて走査を停止するために走査制御器３２が設（〕
らけており、該定走査制御器２の走査位置信号及び前記
分周同期回路１２から得られる掃引同期信号１０６とは
掃引トリガ発生器３４に供給され、ＣＲＴ表示器３０の
掃引制御が行われる。

館記高周波増幅器２２の他方の出力は本発明において、
複素演算に供され、所望の偏差情報が得られる。このた
めに、高周波増幅器２２から得られる受信高周波信号は
複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換される
。

づなわら、実施例においては、複素信号変換器３６は位
相検波器を含む一組のミキサ３８ａ１３８ｂを有し、各
ミキサ３８において前記受信高周波信号がそれぞれ前記
複素基準信号１０２．１０４と演粋され、複素基準信号
１０２．１０４は前述したように互いに９０°位相の異
なる複素関係にあるため、ミキサ３８から高周波信号に
対応した複素（ｆｆｉ　８を出力り−ることができる。

すなわち、各ミキサ３８は混合検波によって入力された
受信高周波信号と複素基準信号との画周波数の和と差の
周波数の信号を出力し、これら両信号が低域フィルタ４
０ａ、４０ｂに供給され、差の周波数成分のみが取り出
される。

前記ミキサ３８の混合検波作用において、複索基準信号
１０２．１０４は単一周波数の連続波であるが、他方の
人ツノ信号である受信高周波信号はドプラ情報を含むパ
ルス波なので、前記低域フィルタ４０の出力には多数の
スペクトル成分が現われることとなる。以下にこの複素
変換を演算式によっＣ説明する。

一方の複素基準信号１０２は送信用の繰返し周波数ｆｒ
の整数倍の周波数ｆｏを有し、その振幅を１とすれば、 ｓｉｎ　２πｆｏｔ　＝　（１） なる正弦波電圧信号にて示される。一方、探触子１８で
受信される受信高周波信号は送信周波数をｆｏとすれば
、 ｓｉｎ　（２πｆｏ　ｔ＋２πｆｄ　ｔ）　・・・（２
）にて示される、ただし、ｆｄはドプラ偏移周波数であ
る。

なお、この受信信号には、一般に ｓｉｎ　（２π（ｆｏ　＋ｎ　ｆｒ　）　ｔ＋２πｆｄ
（１±ｎｆｒ／ｆｏｏｔ） のスペクトルが含まれる（ｆｒは送信繰返し周波数、ｎ
は０．１．２なる自然数である）が、以下に説明を簡略
化するために、ｎ−＝ｏ　のときの（２）式に示される
スペクトルについてのみ説明する。

ミキサ３８ａでは一方の複素基準信号１０２と受信高周
波信号との積がとられるので、（１）式と（２）式の積
の２倍である次式＼得られる。

ｃｏｓ　２πｆｄ　ｔ−ｃｏｓ　（４πｆｏ　ｔ＋２π
ｆｄｔ） ぞして、この出力は低域フィルタ４０ａで２ｒｏの周波
数が除去されてるので、その出力信号は ｃｏｓ　２πｆｄｔ　・番・・・・・（３）となる。

一方、他方の複素基準信号１０４は前記信号１０２と９
０’位相が異なるので、 ｃｏｓ　２ｙｔｆｏ　ｔ　−−−−−−・（４）なる余
弦波電圧信号で示され、ミキサ３．８　ｂの混合検波及
び低域フィルタ４０ｂのフィルタ作用によって、 ５ｉｎ２πｒ’ｄｊ　Φ　・　・　・　・　・　−（５
）なる信号に変換され、前記（３）式を実数部、そして
、（５）式を虚数部とでる複累信＾換されたことととな
り、これら両信号は次の複素式によって示づことができ
る。

Ｚ＋　＝ｃｏｓ　２　π　ｆｄ　ｔ　十　ｉ　ｓｉｎ　
２ｚｒｆｄ　ｔ・　・　・　・　・　・　・　（６） 以上のようにして複素変換された信号Ｚ１はＡＤ変換器
４２ａ、４２ｂによってデジタル信号に変換され、次段
の複素ディレーラインキャンセラ４４に入力される。前
記ＡＤ変換器４２へはクロック信号１０８が供給されて
該クロック信号によるサンプリングが行われている。

実施例においては、前述した複素ディレーラインキャン
セラ４４が設けられているので、生体内の静止部あるい
は低速運動部からの受信信号を除去して運動部のみの速
度信号を取り出すことができ、画像信号の品質を著しく
向上させることができる。すなわち、一般に生体からの
例えば血流信号には血管壁、心臓壁等のほぼ静止してい
る生体組織からの反射信号（クラッタ）が混入し、この
信号は自流からの反射信号に比較して通常強大なため血
流測定に著しい妨害を与える。しかしながら、本実施例
においては、前記複素ディレーラインキャンセラ４４に
よりこのような低速度信号を除去することができるので
、運動部からの信号のみを検出りることが可能となる。

複素ディレーラインキャンセラ４４は繰返し信号の１周
期（Ｔ　）に一致り−る遅延時間を有するディレーライ
ン４６ａ、４（３ｂを有し、このディレーラインは例え
ば１周期の中に含まれるクロックパルスの数に等しい記
憶素子から成るメモリまたはシフトレジスタから形成す
ることができる。そして、これらディレーライン４６に
は、それぞれ差演算器４８ａ、４Ｒｂが接続されており
、差演算器４８によってディレーライン４６の入力すな
わち現時刻の信号と出力づ゛なわち１周期前の信号とを
同一深度において逐次比較して信号の１周期間の差を演
算覆る。従っ−で、静止あるいは低速度の生体組織から
の反射信号は現時刻の信号と１周期前の信号との間に変
化がなく、あるいは変化が小さいため、差演算４８の差
出力は零に近くなり、一方、速度の早い、例えば血流信
号の差出力は大きな値とし−（検出され、これによって
前述したクラッタを確実に抑制することができる。

前記複素ディレーラインキャンセラ４４の作用を以下に
演算式で説明する。なお図においては、複素ディレーラ
インキャンセラ４４への入力はデジタル信号であるが、
演算式では説明を簡単にづるために、（６）式のアナロ
グ信号にてぴ１明を行う。ディレーライン４６の入力Ｚ
１を（６）式で示すと、１周期遅延された出力Ｚ２は Ｚ２　＝ＣＯ３２πｆｄ　（ｔ−Ｔ＞ ＋ｉ　ｓｉｎ　２ｙｒｆｄ　（ｔ−Ｔ）　・・（７）で
示され、この結果、差演算器４８の差出力はＺ３　＝Ｚ
Ｉ　−２２＝−２ｓｉｎ　２ｙｒｆｄ（Ｔ／２）ｓｉｎ
　２πｆｄ　（ｔ　−（Ｔ／２＞）＋ｉ　２ｓｉｎ　２
πｆｄ　（Ｔ／２＞ｃｏｓ　２πｆｄ　（ｔ　−（Ｔ／
２＞）となり、ここで差出カフ３を Ｚ３＝Ｘ３＋ＮＩ３ にて示せば、各Ｘ３、Ｖａは次式となる。

ｘ　３　＝−２ｓｉｎ　２πｆｄ　（Ｔ／２）ｓｉｎ　
２πｆｄ　（ｔ　−（−１−／２）　）・・・・・・（
８） Ｖ　３＝２ｓｉｎ　２ｙｒｆｄ　（Ｔ／２　）ｃｏｓ　
２πｆｄ　（ｔ　−（Ｔ／２’））・　・　・　・　・
　・　（９） 以上のようにして、各差演算器４８ａ、４８ｂの出力に
は、それぞれＸ３、Ｖａなる信号が出力されることとな
る。

以上のようにして低速度信号が除去された複素信号は、
次に自己相関器５０にによって演算処理され、理延量を
−［とするｚ３の自己相関がめられる。

まず、入力信号７３はディレーライン５２ａ１５２ｂに
より１周期分遅延されてＺ４が得られる。

この出力／４は以下の式で表される。

Ｚ４　＝Ｘ　ａ　＋ｔｙ４ Ｘ　４＝−２Ｓｉｌｌ　２πｆｄ　（Ｔ／２）ｓｉｎ　
２πｆｄ　（ｔ　−（３／２Ｔ）　）・・・・・（１０
） Ｖａ　＝２ｓｉｎ　２７ｒｆｄ　（Ｔ／２）ｃｏｓ　２
πｆｄ　（ｔ　−（３／’２Ｔ））・・・・・（１１） Ｚ４”＝Ｘａ＋ｉＶ４とすると、以下の式によって相関
がめられる。

ＺｓＺ４”＝（Ｘ３＋ｉＶｚ＞（ｘ４ −Ｎｌａ　）＝Ｘ３Ｘ４　＋Ｖ３Ｖ４ ＋ｉ　（ｘ４Ｖ３−Ｘ３Ｖ４　） そして、この相関をめるため、自己相関器５０には４個
の掛算器５４ａ、５４ｂ、５６ａ１５６ｂ１そして、加
減算器５８ａ、５８ｂが設けられ、前記相関演算が行わ
れる。

加減算器５８ａの出力をＲとすれば、前記（８）、（９
）、（１０）、（１１）の各関係式％式％ （１２） が得られ、また加減算器５８ｂの出力を１とすれば、同
様に １＝ｘ　４　Ｖ　３−Ｘ　３Ｖ　ａ　＝４ｓｉｎ　２２
πｆｄ（Ｔ／２）Ｓｉｎ２πｆｄＴ　・・・（１３）が
得られ、両川減算器５８の出力を合わせて次式にて示さ
れる。

Ｓ＝Ｒ＋ｉ　Ｉ　・　・　・　・　・　（１４）そして
、この出力Ｓは信号の変動成分や装置から発生する雑音
成分を含むので、これら雑音成分を除去づるために平均
回路によって平均がめられ、この平均はｓ＝ｐニルニド
＋−で表され、複素相関が演詐される。

前記平均回路はディレーライン６０ａ、６０ｂに′Ｃ１
周期理延６た出力を現時刻の入ツノ信号に加算器６２ａ
、６２　ｂにて加算し、再びこの出力をディレーライン
６０に供給する操作を繰り返し、この加算を例えば、デ
ジタル回路で構成する場合には、イの加算出力の上位ビ
ットを出力すれば、平均１＋１を得ることができる。し
かし、単にこの操作を繰り返し行っていくと、加算回数
の増加に伴い、出力１１ｒＩが逐次増大し、ついには飽
和１る。そこで、実施例におい（は、重み付回路６４ａ
、６４ｂが設けられ、出力を減衰させて入）ｊと加算し
ている。すなわら、減衰量をαとすれば、現時刻の信号
より例えば１０周期前の信号はα“だＧノ減衰して現時
刻の信号と加算されるので、出力に与える影響度が小さ
くなり、低域フィルタや移動平均回路と同様の平均賃能
を果たすことが可能となる。また、重み付回路６４の重
み付和を変えることにより、平均化の度合いを変更する
ことが可能となる。

以上のようにして、本実施例においては、複素信号の相
関が自己相関器５０から得られ、この相関出力は速度演
算器６６によって相関出力Ｓの偏角θがめられる。すな
わち、偏角θは（１２）、（１３）式から θ＝ｔａｎ−１（＋／ａ）−２π継１−・・・・・（１
５） とし請求められ、この結果、ドプラ偏移周波数百は 駐＝θ／２πＴ　・　・　・　・　・　（１６）として
前記偏角θから極めて容易にめられることになる。

一方、］゛、Ｒは本発明の偏差演算器８ｏに加わる。以
下、この演算器の動作を説明する。

第２図は■、ｋ１θの関係を表わすベクトル図ぐ、この
図から次の関係が得られる。

ｔぞ　−ｌ　Ｒｌ　ｃｏｓ　θ　・　・　・　・　・　
（１７）Ｔ’　＝　ｌ　Ｒｌ　ｓｉｎθ　−−−−−（
１８）ＩＲＩ−着「］］１　・・・・・（１９）ここ′
ｃｌ　Ｒｌは複素自己相関の絶対値である。

信号に偏差のない場合とある場合の相違を第３図′Ｃ説
明りる。偏差のないときは加減篩器５８の出力に動揺が
なく、この出力データ（Ｒ１■）は時間に対し−Ｃ１，
２，３，４・・・の順に現れる。この平均値はＲ，Ｉで
あり、このときの偏角をθとりる。これに対りる平均周
波数はＦである。信号がｆの上下に１−１２−１３”、
４−のように動揺しでいるものとする。図では説明を容
易にするため対称に動揺している場合を示づ、これに対
する偏角を点線のように示せば、５８の出力（Ｒ１１）
は１ｘ、２Ｘ、３ｘ、４ｘ、ｌｙ、２ｙ’。

３ｙ、４ｙのように動揺していることになる。これは、
動揺のないときの平均値Ｒ，Ｉに対して非灼称ひある。

従って、平均化回路の出力１−１１′は腋、Ｉより小さ
くなり、相関の絶対値はＩＲＩより小さいＩＲＩ−とな
る。この減少量ΔＲは信号の動揺のため発生したもので
ある。ΔＲをめると信号の偏差量を知ることができる。

ΔＲは入力の振幅によって変化を受【ノるので、より定
置的にめるには、複素相関器の入力に無関係にすること
が望ましい。このため、自己相関器５０の入力×３、ｙ
３が偏差演算器８ｏに入力されている。

第４図は偏差演算器８ｏを示し、入カ只、Ｔは８Ｌ　８
２で２乗され、８３．８４でその和の平方根がとれて、 ＩＲじ−ｆ［］讃ｒｒ　−’　が演算される。

動揺のないときの相関の絶対値は（１２）、（１３）式
の振幅にあたり、入力信号の電力に等しく、８５．８６
．８７がら ＩＲ１＝ｘ３２＋ｙ３２としてめられる。

この出力は加算器６２、重み１１回路６４、ディレーラ
イン６０と同様に構成された平均回路に加えられるが、
信号の変動が小さいときは、平均回路を省略することも
できる。これと８４の出ツノとの差が８９でめられ、こ
れがΔＲとなる。９０１）−八＋−＜　／ＩＲ１＝　１
−　＜　ｌ　Ｒｌ　−／ｌ　Ｒｌ　＞・・・（２０） が演算される。１なわち、相関の絶対値の変化率である
。Ｄ　ＩＪ分散に近似し、その平方根は標準偏差を近似
するものとなるので、Ｄの平方根をめることも容易であ
る。

本発明におｆノる前記偏差ｆｆ１Ｄを（２０）式に基づ
い（ｋ、−■、×３、ｙ３からめるためには、Ｒ１−［
及び×３、ｙ３の取り得る数値に対応する偏差ｆｆ１ｌ
）の鉤を予めＲＯＭに書き込んだテーブルを作成し、こ
のテーブルから入力に対応した偏差量１〕を読み出１こ
とにより行うことができ、高速演惇が可能である。この
ような演算方式は、前述の各種の演算器にも適用するこ
とができる。

以上のようにし−Ｃ４ｑられたドプラ信号は切替器９１
を介し−（’　Ｄ　Ａ変換器６８によってアナログ電圧
信号に変換され、切替器７０を介してＣＲ７表示器３０
に供給され、ＣＲ１’表示器３０上に輝度変調信号とし
てＢモードあるいはＭモードの偏差及び運動速度分布画
像が表示される。

実施例によれば、ＣＲ７表示器３０はビデオ増幅器２６
からの通常の画像信号と前述したドプラ信号との両者を
選択的に、あるいは同時に表示可能であり、いずれか任
意の画像、あるいはこれら両画像を重ね合せた表示を行
うことができる。

なお、速度信号は速度の方向性により正負の電圧で入力
されるので、通常の輝度変調では、−極性の電圧でブラ
ウン管の明るさが変化し、正負の速度を識別して同時に
表示することができない。

そこで、本実施例においては、ＣＲＩ−表示器３０内に
設けられたスイッチで入力電圧の極性を反転して各方向
での速度が表示される。

また、本実施例において、ＣＲＴ表示器３０のブラウン
管としてカラーブラウン管を用いて方向を異なる色で識
別することも好適であり、例えば正の速度を赤、負の速
度を青、偏差を緑、そして静止している組織からの反射
エコーを白′Ｃ表示りれば、生体内の組織構造、血流の
方向、速度偏差情報を同時に表示し、極めて高密麿の診
断情報を提供りることかぐきる。

［発明の効果１ 以上説明したように、本発明によれば、従来の超音波工
＝１−法による超音波診断装置からの診断情報に加え−
（、血流速度、自流速度分布及び偏差情報を同時に得る
ことができ、実用上極めて多くの診断情報を提供できる
超音波診断装置を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る超音波診断装置の好適な実施例を
示り１０ツク回路図、 第２図は複素相関を示ずベタ１−ル図、第３図は偏差信
号を説明でるベクトル図、第４図は偏差演算器を示すブ
ロック図である。 １０　・・・　水晶発振器 １２　・・・　分周同期回路 １Ｂ　・・・　探触子 ２０　・・・　被検体 ３０　・・・　ＣＲＴ表示器 ３２　・・・　走査制御器 ３６　・・・　複素信号変換器 ３８ａ、３８ｂ　＝−−ミキサ ４０ａ１４０ｂ　・・・　低域フィルタ４４　・・・　
複素ディレーラインキャンセラ４６ａ、４６ｂ　・・・
　ディレーライン・４８ａ１４８ｂ　・・・　差演碑器 ５０　・・・　自己相関器 ５２ａ１５’２ｂ　・・・　ディレーライン５４ａ、５
４ｂ、５６ａ、５６ｂ−ＪＪ）算器　５８ａ、５８ｂ　
・・・　加減締盟 ６６　・・・　速度演算器 ８０　・・・　偏差演算器 １００　・・・　送信繰返し周波数信号１０２．１０４
　・・・　複素基準信号１０６　・・・　掃引同期信号 １０８　・・・　クロック信号。 第４図 １１０　Ｒ 手続ン１１ｊ正沼（自発） 昭和６０卯　３Ｊ−１５１１ 特許庁長官　殿 １、事件の表示 昭和５８年　特Ｗ１願　第　２２８３３０　号２、発明
の名称 超音波診断装置 ３、補正をづる者 事イ！］との関係　特許出願人 任　所　東京都三鷹市牟礼６丁目２２番１号４、補正の
対象 明細出及び図面。 ５、補正の内容 明　細　出（全文補正） １、発明の名称 超音波診断装置 ２、特許請求の範囲 （１）超音波パルスビームを一定の繰返し周波数で生体
内に送信し反射波を受信増幅して表示する超音波診断装
置において、送信繰返し周波数の整数倍の周波数を有し
互いに複素関係にある一組の複素基準信号と受信高周波
信号とを混合して受信高周波信号を複素信号に変換する
複素信号変換器と、前記複素信号の遅れ時間を設けて複
素信号の自己相関を演算する自己相関器と、前記自己相
関から偏差ｍを演算する偏差演算器と、を含み、生体内
運動部の運動速度の偏差分布を測定及び表示す゛ること
を特徴とＪる超音波診断装置。 （２）特ｒ１′請求の範囲（１）記載の装置において、
複素自己相関の絶対値の変化量を演幹する偏差演算器が
設けられていることを特徴とづる超音波診断装置。 （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において、複素
自己相関の絶対値の減少率を演ｎ′ｒｊる偏差演算器が
設けられていることを特徴とづる超音波診断装置。 （４）特許請求の範囲（１）記載の装置において、前記
複素信号から生体内の低速度運動部の信号を除去する複
素ディレーラインキャンセラが設けられていることを特
徴とする超音波診断装置。 ３、発明の詳細な説明 ［産業上の利用分野］ 本発明は超音波診断装置、特に生体内運動部の運動速度
分布に対する偏差量を測定することのできる改良された
超音波診断装置に関する。 ［背景技術］ 生体内の運動部例えば心臓等の臓器あるいは循環器及び
血管内の血流または体液流などの運動速度を測定するた
めに、従来より超音波パルスドプラ法が実用化されてお
り、生体内運動部からの反射エコーの周波数偏移によっ
て運動速度を電気的に検出づることができるが、この従
来装置では、予め定めた深度における特定点の運動速度
のみしかめることができすかった。 この種の所望範囲全域の血流等の速度分布をめるための
進んだ超音波ドプラ装置が本発明者らによって既に特願
昭５７−７０４７９　（特開昭５８−１８’８４３３）
によって提案されている。 これによれば、速度分布は得られるが、速度偏差分布ま
では得ることができなかった。 本発明は速度情報のほかに診断上有用な情報である平均
速度（または平均周波数）に対する信号の偏差量を測定
表示づるものである。ドプラ周波数の偏差量は一般にス
ペクトルの広がりを表し、血流の流れ方が層流的流れか
乱流的流れかの識別や乱れの度合いを表づ聞である。標
準偏差値や分散として知られでいるｍは偏差量を表１゜
［発明の目的］ 本発明は前記従来の課題に鑑みなされたものであり、そ
の目的は送受信される超音波ビーム通過線上の偏差量を
実時間で測定Ｊる改良された超音波診断装置を提供りる
ことにある。 ［発明の構成］ 上記目的を達成りるため、本発明は超音波パルスビーム
を一定の繰返し周波数で生体内に送信し反射波を受信増
幅して表示づる超音波診断装置において、送信繰返し周
波数の整数倍の周波数を有し互いに複素関係にある一組
の複素基準信号と受信高周波信号とを混合して受信高周
波信号を複素信号に変換づる複素信号変換器と、前記複
素信号の自己相関を演粋Ｊる自己相関器と、前記自己相
関から偏差量を演締Ｊる偏差演算器と、を含み、１体内
運動部の運動速度の偏差分布を測定及び表示することを
特徴とり−る。 ［実施例］ 以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明づる。 第１図において、安定な凸周波信号を発生する水晶発振
器１０のの出力（よ分周同期回路１２に供給され、該分
周同期回路１２によつ（所望周波数の各種出力信号が得
られる。これらの出力信号は超音波パルスビーム送信用
の送信繰返しＩＭ波数信号１００、複素変換のための複
素基準信号１０２．１０４、超音波診断結果の表示を行
うための掃引同期信号１０６及び装置ａ各部のＩＦｊＪ
期作用を行うクロック信号１０Ｂを含む。本発明にＪ３
いて、前記複素基準信号１０２．１０４は送信繰返し周
波数信号１００の整数倍の周波数を有しかつ互いに複素
関係となるよう、実施例におい−Ｃは、９０°の位相差
を有（る。 前記送信信号１００は駆動回路１４及び送受切替回路１
６を介して探触子１８に供給され該探触子１８を励振し
、超音波パルスビームが被検体２０内に送信される。 被検体２０からの反躬土］−は探触子１８によって電気
信号に変換され、送受切替回路１６から高周波増幅器２
２へ送られて所望の増幅作用が施された後、その一方の
出力が通常の８モードあるいはＭ’ｆ−一ト表示信号と
して表示部に供給され、また他方の出ツノは本発明に係
る運動速度の偏差量を測定するために演締処理部へ供給
される。 通富のＢモードあるいはＭモード表示を行うための出力
信号は検波器２４及びビデオ増幅器２６から切替器２８
を介しＵ　ＣＲｌ−表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示
器３０の表示面を輝度変調覆る。 前記探触子１８の超音波パルスビームを機械的あるいは
電気的な角度偏向などによって走査させ超音波パルスビ
ームで被検体２０を周期的に走査し、あるいは所望の偏
向角にて走査を停止づるために走査制御器３２が設（プ
らけており、該走査制御器３２の走査位置信号及び前記
分周同期回路１２から得られる掃引同期信号１０６とは
掃引ｌ・リガ発生器３４に供給され、ＣＲＩ−表示器３
０の掃引制御が行われる。 前記高周波増幅器２２の他方の出力は本発明におい−（
、複素演紳に供され、所望の偏差情報が得られる。この
ために１高周波増幅器２２から得られる受信高周波信号
は複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換され
る。 すなわら、実施例においては、複索信号変換器３６は位
相検波器を合む一組のミキサ３８ａ１３８ｂを有し、各
ミキサ３８にＪ５いＣ前記受信高周波信号は、それぞれ
前記複素基準信号１０２．１０４と混合され、複素基準
１５号１０２．１０４は前述したようにＵいに９０°位
相の異なる複素関係にあるため、ミキサ３８から高周波
信号に対応した複素信号を出力りることがぐきる。づな
わら、各ミキ（］３８は混合検波によって人力された受
信高周波信号と複素基準信号との画周波数の和と差の周
波数の信号を出力し、これら両信号が低域フィルタ４０
ａ、４０ｂに供給され、差の周波数成分のみが取り出さ
れる。 前記ミキ（Ｊ３８の混合検波作用におい−（、複素基準
信号１０２．１０４は単一周波数の連続波であるが、他
方の入力信号である受信高周波信号はドプラ情報を含む
パルス波なので、前記低域フィルタ４０の出力には多数
のスペクトル成分が現れることとなる。以下にこの複素
変換を演算式によって説明づる。 一方の複素基準信号１０２は送信用の繰返し周波数ｆ　
ｒの整数倍の周波数ｆＯを有し、その振幅を１とＪれば
、 ｓｉｎ　２πｆｏ　ｔ　・・・＝　＜１）なる正弦波電
圧信号にて示される。一方、探触子１８で受信される受
信高周波信号は送信周波数をｆＯとづれば、 ｓｉｎ　＜２ｙｃｆｏ　ｔ＋２＊ｆｄ　ｔ）　・　・　
・　（２）に−Ｃ示される、ただし、ｆｄはドプラ偏移
周波数Ｃある。 なお、この受信高周波信号には、一般に５ｉｎ（２π（
Ｔｏ±ｎ　ｆｒ　）ｔ＋２＊ｆｄ・（１±ｎｆｒ／ｆｏ
）ｔ） のスペクトルが含まれる（ｆｒは送信繰返し周波数、口
は０．１．２・・・なる自然数である）が、以下に説明
を簡略化するために、ｎ＝ｏのときの（２）式に示され
るスペク１ヘルについてのみ説明りる。 ミキサ３８ａでは−ｈの複素基準信号１０２と受信高周
波信号との槓がとられるので、（１）式と（２）式の積
の２倍である次式に冑られる。 ｃｏｓ　２πｆｄｔ−ｃｏｓ（４π［０１゜＋２πｆｄ
ｔ） そして、この出力は低域フィルタ４０ａで２ｆｏ−トｔ
ｄの周波数が除去され−Ｃるので、その出力信号は ｃｏｓ　２　π　ｆ　ｄ　し　・　・　・　・　・　・
　・　（３）となる。 一力、他力の複素基準信号１０４は前記信号１０２と９
０°位相が異なるので、 ｃｏｓ　２πｆｏｔ　・・・・・・・（４）１、ｆる余
弦波電圧信号ぐ示され、ミキサ３８ｂの混合検波及び低
域フィルタ４０ｂのフィルタ作用によって、 ５ｉｎ２πｒｄ　ｔ：　＝　（５） なる信号に変換され、前記（３）式を実数部、そして（
５）式を虚数部とり”る複素信号に変換されＩ、二こと
ととなり、これら両信号は次の複素式ににって示りこと
ができる。 Ｚ＋　＝ｃｏｓ　２πｆｄ　ｔ＋ｉ　ｓｉｎ　２πｆｄ
　ｔ・　・　・　・　・　・　・　（６ン 以上のようにして複素変換された信号ＺＩはＡＤ変換器
４２ａ、４２ｂによってデジタル信号に変換され、次段
の複素ディレーラインキレンセラ４４に入力される。前
記ＡＤ変換器４２へはクロック信号１０８が供給されて
該クロック信号によるサンプリングが行われている。 実施例においては、前述した複素ディレーラインキャン
セラ４４が設けられているので、生体内の静止部あるい
は低速運動部からの受信信号を除去して運動部のみの速
度信号を取り出すことができ、画像信号の品質を著しく
向上させることができる。すなわち、一般に生体からの
例えば血流信号には血管壁、心臓壁等のほぼ静止しくい
る生体組織からの反射信号（クラッタ）が混入し、この
信号は血流からの反射信号に比較して通常強大なため血
流測定に著しい妨害を与える。しかしながら、本実施例
においては、前記複素ディレーラインキャンセラ４４に
よりこのような低速度信号を除去することができるので
、運動部からの信号のみを検出りることが可能となる。 複素ディレーラインキ１７ンセラ４４は繰返し信号の１
周期（−１−）に一致する６延時間を右りるディレーラ
イン４６ａ、４６ｂを有し、このディレーラインは例え
ば′１周期の中に含まれるクロックパルスの数に等しい
記憶素子から成るメモリまたはシフトレジスタから形成
り−ることができる。そし−〔、これらディレーライン
４６には、それぞれ差演算器４８ａ、４８ｂが接続され
ており、差演算器４８によってディレーライン４６の入
力Ｊなわち現時刻の信号と出力ずなわ′″１５１周期前
の１８号とを同−深１褒において逐次比較しＣ信号の１
周期間の差を演ｎする。従つ（、静」トあるいは低速度
の生体組織からの反射信号は現時刻の信号と１周期前の
信号との間に変化がなく、あるいは変化が小さいため、
差演算器４８の差出力は零に近くなり、一方、速度の早
い、例えば血流１５号の差出力は大きな値として検出さ
れ、これによって前述したクラッタを抑制づることがで
きる。更に、この効果を確実にす−るため、複数個のデ
ィレーラインを用いた公知のデジタルフィルタを複素デ
ィレーラインキャンセラとして用いることがぐきる。 前記複素ディレーラインキャンセラ４４の作用を以下に
演葬式で説明づる。なお、第１図においては、複素ディ
レーラインキャンセラ４４への入力はデジタル信号であ
るが、演算式では説明を簡単にするために、（６）式の
アナログ信号にて説明を行う。ディレーライン４６の入
力Ｚ１を（（ｉ）式で示すと、１周期遅延された出力ｚ
２はＺ２　＝ＣＯ３２πｆｄ（ｔ−Ｔ） ＋１ｓｉｎ２πｆｄ（ｔ−１−）・・（７）ぐ示され、
この結果、差演算器４８の差出力はＺ３＝Ｚ＋　２２　
＝　２ｓｉｎ　２７ｒｆｄ・（１’／２）ｓｉｎ　２π
ｆｄ　（ｔ　−（丁／２））＋ｉ　２ｓｉｎ　２πｆｄ
　（Ｔ／２）・ｃｏｓ　２πｆｃｌ　（ｔ　−（Ｔ／２
）　）となり、ここで差出力Ｚ３を Ｚｓ＝Ｘ　３　ト　ｉＶａ にで示せば、各Ｘ３．Ｖ３は次式となる。 ｘ　３　−−２ｓｉｎ　２πｆｄ　（Ｔ／２）・５ｉｌ
１２πｆｄ　（ｔ　−（Ｔ／２））・　・　・　・　・
　・　（８） ｙ　３　＝２ｓｉ＋＋　２ｙｒ、ｆｄ　（Ｔ／２　）・
ｃｏｓ　２πｒａ　（ｔ　−（Ｔ／２＞３・　・　・　
・　・　・　（９） 以上のようにして、各差演算器４８ａ、４８ｂの出力に
は、それぞれＸ３、Ｖ３なる信号が出ツノされることと
なる。 以上のようにして低速度信号が除去された複素信号は、
次に自己相関器５０にによって演幹処理され、遅延量を
１−とするＺ３の自己相関がめられる。 まず、入力信号Ｚ３はディレーライン５２ａ、５．２ｂ
により１周期分遅延されてＺ４が得られる。 この出力ｚ４は以下の式で表される。 Ｚ４＝Ｘ４＋１Ｖ４ ｘ　４＝−２ｓｉｎ　２πｆｄ　（Ｔ／２）−ｓｉｎ　
２πｆｄ　（ｔ　−（３／２Ｔ）　）・・・・・（１０
） ｙ＜＝２ｓｔｎ２πｆｄ　（Ｔ／２＞ ・ｃｏｓ　２πｆｄ　（ｔ　−（３／２Ｔ））・　・　
・　・　・　（１１） Ｚ４未＝ｘａ−ｉｙ４とすると、以下の式によって相関
がめられる。 Ｚ３Ｚａ’＝（ｘｓ＋１ｙａ）（Ｘ４ −ｉｙ４）＝Ｘ３Ｘ４＋ｙ３ｙ４ ＋ｉ　（Ｘ４　Ｖ３−Ｘ３Ｖ４　） そしＣ１この相関をめるため、自己相関器５０　ニ４．
ｔ　４個の掛算器５４ａ１５４ｂ、５６ａ。 ５６ｂ１そして、加減算器５８ａ、５８ｂが設けられ、
前記相関演算が行われる。 加減算器５８ａの出力をＲとすれば、前記（８）、（９
）、（１０）、（１１）の各関係式％式％ ） が得られ、また加減算器５８ｂの出力をｌとすれば、同
様に １＝Ｘ　４　Ｖ　３　−Ｘ　ａ　Ｖ　４　＝４ｓｉｎ　
２２７ｒｆｄ・　（−ｒ／２）Ｓｉｎ　２πｆｄ　Ｔ・
　・　（１３）が（ηられ、両加減算器５８の出力を合
わせて次式にて示される。 Ｓ＝Ｒ＋ｉｌ　・・・・・（１４） そして、この出力Ｓは信号の変動成分や装置から発生Ｊ
゛る雑音成分を含むので、これら雑音成分を除去づるた
めに平均回路によって平均がめられ、この平均は５＝ｎ
＋ｉ■で表され、複素相関が演算される。 前記平均回路はディレーライン６０ａ、６０ｂにて１周
期遅延した出力を現時刻の入力信号に加締器６２ａ、６
２ｂにで加算し、再びこの出力をディレーライン６０に
供給する操作を繰り返し、この加算を例えば、デジタル
回路で構成する場合には、その加算出力の上位ビットを
出力すれば、平均値を得ることができる。しかし、単に
この操作を繰り返し行っていくと、加算回数の増加に伴
い、出力値が逐次増大し、ついには飽和する。そこで、
実施例においては、重み何回路６４ａ１６４ｂが設けら
れ、出力を減衰させて入力と加算している。すなわち、
減衰量をαと１れば、現時刻の信号より例えば１０周期
前の信号はα１０だけ減衰して現時刻の信号と加算され
るので、出力に与える影響度が小さくなり、低域フィル
タや移動平均回路と同様の平均器能を宋だすことが可能
となる。また、重み何回路６４の重み付量を変えること
により、平均化の度合いを変更することが可能となる。 以上のようにして、本実施例においては、複素信号の相
関が自己相関器５０から得られ、この相関出力は速度演
算器６６によって相関出力Ｓの偏角θがめられる。１な
わち、偏角θは（１２）、（１３）式から θ−ｔａｎ−’　（Ｔ／ｎ）＝２πｒＺ１−・・・・・
（１５） としてめられ、この結果、ドプラ偏移周波数柱は 駐−θ／２π丁　・　・　・　・　・　（１６）として
前記偏角θから極めて容易にめられることとなる。 −ｈ、Ｔ’、Ｒは本発明の偏差波ｎ器８０に加わえられ
る。以下、この演算器の動作を説明する。 第２図は”ｉＸｎ、θの関係を表すベクトル図で、この
図から次の関係が畳られる。 Ｒ＝　ｌ　３１　ＧＯ８θ　・・・・・（１７）１　＝
　ｌ　ｇ　ｌ　Ｓｉｎθ　・・・・・（１８）ＩｓＩｔ
−ｒｌ＋１２　−−−−−（１９）ここでＩｓＩは複素
自己相関の絶対値である。 信号に偏差のない場合とある場合の相違を第３図で説明
づる。偏差のないときは加減算器５８の出力に動揺がな
く、この出力データ（Ｒ，Ｉ）は時間に対して１．２．
３．４・・・の順に現れる。このどき、ＭＳ−ｆの絶対
値は１５１となり、このときの偏角をθとする。これに
対応する平均周波数はｆぐある。 次に、複素信号Ｓが平均周波数Ｔの周囲で動揺している
場合について考察する。 第３図は説明を容易にするために平均周波数Ｆの上下で
１−．２′、３”、４−で示されるように対称的に動揺
している場合を示づ。この状態では、複素信号の平均値
Ｓ′の絶対値は動揺のないときに比較して小さくなる。 なぜならば、複素信号群の総和はそれらを構成する各ベ
クトル艙がそれぞれ異なる場合にはそれらが同じ場合よ
りも複素数の総和における振幅が小さくなるからである
。 第３図はこのような関係を説明している。図において、
ＩＸ、２Ｘ、３Ｘ、４Ｘ・・・はそれぞれ加減算器５８
ａの出力を示し、また同様に１Ｙ。 ２Ｙ、３Ｙ、４Ｙ・・・はそれぞれ加減算器５８ｂの出
力を示す。これら出力はいずれも変動しているが、それ
らの変動幅は加鋒器６２ａ　（６２ｂ）、ディレーライ
ン６０ａ　（６０ｂ）及び重み角回路６４ａ　（６４ｂ
）から成るそれぞれの平均化回路によって平均化され、
平均化信号Ｒ−１Ｔ−となる。この時の平均絶対値ＩＳ
′１はＩｇｌより小さくなっている。 そして、ΔｌＳｌ＝ｌＳｌ−ＭＵ’　ｌは信号の変動に
よって生起された偏差値であることが理解される。 第４図は偏差量を出力するための偏差演算器８０のブロ
ック図を示づ。ここで、入力Ｒ１４はそれぞれ二乗演算
器８１．８２にて二乗演算され、また演算器８３．８４
によってその和の平方根がめられる。 偏差がない時の相関の絶対値は入力信号の電力と等価で
、演算器８５．８６．８７からｌ’５ｌ＝ｘａ２＋ｙ３
２ （＝Ｘａ　”　＋ｙ　ａ　２＝Ｘ２２　→−ｙ　２Ｎ＝
×１’　＋Ｖ　＋　’　） としてめられる。 この出ノ〕は前述した加界器６２１重み角回路６４そし
Ｃディレーライン６０と同様に構成された平均化回路８
８に加えられる。この平均化回路８８は信号の変動が小
さい時には省略づることも可能である。平均化回路８８
の出力１ｓＩと平方根回路８４の出力の差は差演算器８
９によって出力Δ１９１としてめられる。また、更に割
粋器９０は次の演算を行う。 Ｄ−Δ　１ｇｌ／ｌ５Ｉ −１−（ｌｓ＝　ｌ／Ｉｓ　ｌ　）　・　・　・　（２
０）前記式（２０）は相関の絶対値の変化率を示す。 理論計算によれば、この値りはドプラ信号の分散に近似
し、その平方根は標準偏差に近似する。 第４図に示した実施例において、１５−１及び１８１か
ら前記偏差１０をめるためにＲＯＭを用いることが可能
である。この場合、ＲＯＭは高速演算テーブルとして用
いられ、その入力にｌ５−１及びＩｓＩが入力されると
その出力に偏差量りが得られる。この種の演算装置ある
いは方式は前述の各種演算器にも適用することができる
。 以上のようにして得られたドプラ信号は切替器９１を介
してＤＡ変換器６８によってアナログ電圧信号に変換さ
れ、切替器７０を介しＵＣＲＴ表示器３０に供給され、
ＣＲＴ表示器３０上に輝度変調信号としてＢモードある
いはＭモードの偏差及び運動速度分布画像が表示される
。 実施例によれば、ＣＲＴ表示器３０はビデオ増幅器２６
からの通常の画像信号と前述したドプラ信号との両者を
選択的に、あ′るいは同時に表示可能であり、いずれか
任意の画像、あるいはこれら両画像を重ね合した表示を
行うことができる。 なお、速度信号は速度の方向性により正負の電圧で入ツ
ノされるので、通常の輝度変調では、−極性の電圧ぐブ
ラウン管の明るさが変化し、正負の速度を識別して同時
に表示することができない。 そこで、本実施例においては、ＣＲＴ表示器３０内に設
りられたスイッチで入力端子の極性を反転して各方向で
の速度が表示される。 また、本実施例において、ＣＲＴ表示器３０のブラウン
管としてカラーフラウン筐を用いて方向を異なる色で識
別りることも好適であり、例えば正の速度を赤、負の速
度を青、偏差を緑、イして静止しＣいる組織からの反射
エコーを白ぐ表示１れば、生体内の組織構造、血流の方
向、速度偏差情報を同時に表示し、極めて高密磨の診断
情報を提供Ｊることができる。 ［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、従来の超音波エ
コー法による超音波診断装置からの診断情報に加えて、
血流速度、血流速度分布及び偏差情報を同時に得ること
ができ、実用上極めて多くの診断情報を提供できる超音
波診断装置を１することが可能となる。 ４、図面の簡単な説明 第１図は本発明に係る超音波診断装置の好適な実施例を
示すブロック回路図、 第２図は複素相関を承りベクトル図、 第３図は偏差信号を説明するベクトル図、第４図は偏差
演算器を示すブロック図である。 １０　・・・　水晶発振器 １２　・・・　分周同期回路 １８　・・・　探触子 ２０　・・・　被検体 ３０　・・・　ＣＲＴ表示器 ３２　・・・　走査制御器 ３６　・・・　複素信号変換器 ３８ａ、３８ｂ　−・・　ミキ＋ｊ ４０ａ１４０ｂ　・・・　低域フィルタ４４　・・・　
複素ディレーラインキャンセラ４６８．４６ｂ　・・・
　ディレーライン４８　ａ、４．８　ｂ　・・・　差演
静器５０　・・・　自己相関器 ５２ａ、５２ｂ　・・・　ディレーライン５４ａ、５４
ｂ、５６ａ、５６ｂ　＋＋　掛算器５８ａ、５８ｂ　・
・・　加減棹器 ６６　・・・　速度演算器 ８０　・・・　偏差演算器 １００　・・・　送信繰返し周波数信号１０２．１０４
　・・・　複素基準１５号１０６　・・・　掃引同期信
号 １０８　・・・　クロック信号。 出願人　アロカ株式会社 第２図 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）超音波パルスビームを一定の繰返し周波数で生体
   内に送信し反射波を受信増幅して表示する超音波診断装
   置において、送信繰返し周波数の整数倍の周波数を有し
   互いに複素関係にある一組の複素基準信号と受信高周波
   信号とを混合して受信高周波信号を複素信号に変換する
   複素信号変換器と、前記複素信号の遅れ時間を設けて複
   素信号の自己相関を演粋する自己相関器と、前記自己相
   関から偏差量を演締する偏差演梓器と、を含み、生体内
   運動部の運動速度の偏差分布を測定及び表示することを
   特徴どする超音波診断装置。 く２、特許請求の範囲く１）記載の装置において、複素
   自己相関の絶対値の変化量を演粋する偏差演算器が説け
   られているこζを特徴とする超音波診断装置。 （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において、複素
   自己相関の絶対値の減少率を演紳する偏差演算器が設け
   られていることを特徴とする超音波診断装置。 （４）特許請求の範囲（１）記載の装置において、前記
   複素信号から生体内の低速度運動部の信号を除去する複
   素ディレーラインキャンセラが設けられていることを特
   徴とする超音波診ＩＩｉ装置。