JPS60149902A - 光干渉計測装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 し発明の技術分野］ 本発明は、レーザの光干渉を用いて微小変位をディジタ
ル計測する光干渉計測装置に関するものである。

［発明の技術的背景とその問題点］ 最近、レーザを用いた光応用技術の発展に伴なって光波
長オーダの微小変位を測定する計測分野が開けてきてい
る。

第１図は、圧縮、引張、振動、温度膨張などによる光フ
ァイバの変位を基準信号と測定信号の間の位相変化量か
ら逆算して検出するヘテロゲイン方式の計測システムで
あるが、２πずつの位相変化のみに着目して計測すると
、測定精度はファイバ中の光の１波長分例えばＨｅ−Ｊ
ｌｅレーザを用い、屈折率１．５のファイバを使用した
場合は０．６３３１ｎ　ｘｉ／１．５＝０．４２２μｍ
にとどまる。

基準信号と測定信号の位相変化を２πの範囲の中で測定
できれば、より高い分解能で計測することが可能であり
、例えば２πの位相変化を１／１０００の精度で測定で
きれば０．０００４２２μｍの精度で長さの測定が可能
となる。

第１図においては、１はＨｅ−Ｎｅレーザ光源であり、
ｌ−１ｅ−Ｎｅレーザの直線偏光面を偏光ビームスプリ
ッタの軸に対して傾けると、光源１から発するレーザ光
は偏光ビームスプリッタ２で受光光路１００と測定光路
１０１に分離される。

測定光路側の光は光変調器３によってＯ次光１０２と光
変調により周波数シフトを受けた１次光１０３とに分離
される。

１次光１０３は、レンズ４Ａにより、焦点を絞って光フ
ァイバ５に入射され、光ファイバ５を出た光１０３は再
びレンズ４Ｂによりビームを整えられ偏光ビームスプリ
ッタ２を介して検出器６に投射される。

この場合、光フアイバ出口をひねり、直線偏光がそのま
ま偏光ビームスプリッタを通過するように配慮している
。

受光光路１００側には、先に分離された０次光１０２が
向っているので、光ファイバ５からの光１０３と検光子
７を通って干渉し、干渉で得られた測定信号１０４は０
次光１０２と光変調器３により周波数シフトを受１ノだ
１次光１０３とのビート信号となり、光変調器駆動回路
８から発せられる光変調器駆動信号（以下基準信号と呼
ぶ）１０５の周波数に一致する。

基準信号１０５の周波数ｆは、光変調器３としてブラッ
クセルを用いた場合、数十ＭＨ２〜数百Ｍ　）−Ｉ　Ｚ
の高周波となる。

第１図においては、基準信号１０５と測定信号１０４の
間の位相変化量から光路長さの変位を知ることができる
。

すなわち第１図のシステムは、ヘテロダイン方式の測定
回路を用いて測定光路側の光路長変動を位相差検出回路
９を用いて干渉ビート信号の位相変化として検出する。

例えば、光ファイバ５にλ／Ｘの変化があれば測定信号
１０４の位相が基準信号１０５に対して２π変化する。

ここでλはレーザ光の波長、Ｘは光ファイバの屈折率で
ある。

第１図のシステムは連続した位相変化を示すので、測定
信号と基準信号の位相差を２π以内の分解能で測定でき
れば長さの変位をより精密に測定することができる。

これに対して従来はアナログミキシングによって測定信
号を低周波の信号に変換し位相差を拡大して測定する方
法が用いられている。

しかしながら前述したように、光干渉計測においては、
基準信号１０５と同一周波数として得られる測定信号１
０４の周波数［は数十Ｍｌ−１ｚ〜数百ＭＨｚと高いの
でアナログミキシングが容易でなく、さらに局部発振用
のアナログ信号発生回路を設置しなければならないとい
う問題がある。

［発明の目的］ 本発明は、ディジタルミキサを用いて測定可能な位相変
化を２π以上に拡大すると共に２π以内の位相変化を精
度良く計測し、これによって微小な長さの変化をより広
い範囲で精密測定できる光干渉計測装置を提供すること
を目的としている。

［発明の概要］ 本発明は、レーザ光を光変調器によって周波数シフトさ
せた１次光を被測定部を通過させた後に元の０次光と干
渉さＵで得た測定信号と、光変調器の駆動信号から得ら
れる基準信号との位相差をヘテロゲイン方式で検出し、
これによって被測定部の光波長ベースの微小変位を計測
する光干渉計測装置において、測定信号および基準信号
をそれぞれ波形整形しクロック信号とのビート信号を発
生ずるディジタルミキシング回路と、両方のビート信号
の位相差を高周波クロックによって計測するディジタル
計測回路を備え、計数回路で計測した位相差によって被
測定部の微小変化をファイバ中の光波長の倍数と、同じ
く光フアイバ中の光波長を細分したインクリメントを併
用してディジタル測定できるようにしたものである。

［発明の実施例］ 本発明の一実施例を第２図←示す。

第２図において、測定信号１０４および基準信号１０５
はそれぞれコンパレータ１０Ａ、ＩＯＢおよび要すれば
Ｆ／Ｆ１１Ａ、１１Ｂを介してディジタル信号１０６．
１０７に変換される。なおＦ／Ｆによる１／２分周は後
述するように測定信号と基準信号との同期パルスをつく
るＥＸ−ＯＲ回路１４Ａ、１４Ｂの２逓倍動作によって
元の周波数に戻される。

上記ディジタル信号１０６および１０７はそれぞれＤ−
Ｆ／Ｆ１２Ａ、１２Ｂを介してディジタルミキシングさ
れる。

ミキシング用のクロックとしては、高周波クロック発生
器１５からの高周波クロックｆＯを分周回路１６でＮ分
周し、さらにシフトレジスタ１７で第３図に示すように
位相差９０°ずつのパルス列Ｐ１　、Ｐ２　、Ｐ３　、
Ｐ４の４相に分離したパルス列の中のＰｌ　、Ｐ３が用
いられる。

上１ａＤ−Ｆ／Ｆを用いたディジタルミキシングによっ
て入力信号１０６．１０７は第４図に示すようにそれぞ
れ低周波のビート測定信号１１１とビート基準信号１１
２に変換される。

上記ビート信号１１１．１１２の周波数ｆ１は入力信号
１０６，１０７の周波数ｆとクロック周波数ｆｐで定ま
り第５図に示すように入力信号の周波数ｆが、クロック
周波数ｆｐを大きく上回ってもクロック周波数ｆｐの１
／２を超えない値となる。

例えば１０ＭＨ２の入力信号が、８ＭＨ２のクロックで
ディジタルミキシングされ、２ＭＨｚの出力に変換され
る場合の各部波形を第６図に示す。

この例では、同時に位相の異なったりＯツクでディジタ
ルミキシングされた２つの入力信号が、入力位相差９０
°、１８０°、２７０’を保存したまま、時間軸を拡大
して出力信号に変換される。

第６図のタイムチャートに示すように第２図におけるデ
ィジタル化した測定信号１０６と基準信号１０７をＮ分
周した４相クロツクの中のＰ１クロックとＰ３クロック
でディジタルミキシングしたビート信号１１１．１１２
は、入力信号間の位相差を保存したまま最大値ｔｏ／　
２　Ｎを超えない低周波の出力信号に変換されている。

上記低周波に拡大された位相差を元のりＯツクｆＯで内
挿すると位相変化をさらに高い分解能で検出することが
できる。

例えば第２図において、ディジタル化測定信号１０６お
よび基準信号１０７の周波数ｔが４０Ｍ゛Ｈ２である場
合、高周波クロック１０８の周波数ｆＯを３０ＭＨｚ　
、分局比Ｎを２の６乗すなわち６４に選ぶと、シフトレ
ジスタ１７による４分周を経た後のクロックは３０Ｍｔ
−（ｚ　／２５６＝０．１１７１８７ＭＨｚとなり、こ
れを３４１倍した３９．９６０９３７ＭＨｚと４０ＭＨ
ｚとのビート信号３９．０６３ＫＨｚが得られ、この低
周波ビート信号を元の高周波クロック３０ＭＨｚで内挿
すると、２πの位相差は１／１３０２．１の分解能で計
数できる。

上記ビート信号の発生の様子を第５図の右部分に示した
。

さらに本発明では低周波化されたビート測定信号１１１
とビート基準信号１１２からπ位相の位置を示す同期パ
ル°ス１１３．１１４をつくっている。すなわち第２図
に示すようにビート測定信号１１１をＦ　／　Ｆ　１　
’３　Ａを介してＰ４クロックでラッチさせ、その出力
信号１１６と元の信号１１１のＥＸ−ＯＲをとることに
よって同期パルス１１３が得られる。

同様に、Ｆ／Ｆ１３Ｂ、クロックＰ２によりビート基準
信号１１２の同期パルス１１４が得られる。　上記の同
期パルス１１３．１１４を用いて、以下に述べる２つの
動作が行われる。

その１は基準信号同期パルス１１４によってクロックｆ
Ｏを計数するカウンタ１９をスタートさせ、測定信号同
期パルス１１３によって計数値を第ルジスタ２０にラッ
チさせることである。

この結果、第ルジスタ２０には、高分解能のクロック「
Ｏで計数された測定信号１０４の基準信号１０５に対す
る位相遅れの値が収納される。

その２は測定信号同期パルス１１３と基準信号同期パル
ス１１４を用いて測定信号１０４と基準信号１０５０間
の２πずつの位相変化を割数することである。

測定信号同期パルス１１３と基準信号同期パルス１１４
はそれぞれ４相分離されたクロックＰ１〜Ｐ４を用いて
発生されるので互に位相分離されており、従って上記の
計数は、通常のアップダウンカウンタ２１を用いて行う
ことができる。

上記アップダウンカウンタ２１の内容は、測定信号同期
パルス１１３を用いて第２レジスタ２２にラッチされる
。

上記２つの動作により第ルジスタ２０および第２レジス
タ２２を用いて測定信号１０４と基準信号１０５どの位
相差を２πを超えて連続的に測定することができる。

従って第２図におけるマイクロコンピュータ２３に測定
信号同期パルス１１３で割込みを行い、第ルジスタ２０
および第２レジスタ２２の内容を読み取らせると、２π
×ｎ＋αの形で位相変化量をめることができる。− すなわち第ルジスタ２０の内容は２π範囲内の位相変化
αを第２レジスタ２２の内容は、２πを超える位相変化
２π×ｎを保持しているので、任意の２つの時点間の位
相差をめることができる。

第７図の例では、第ルジスタ２０および第２レジスタ２
２の値はそれぞれ時点ｔ１ではｉｏｏ。

０、時点ｔ２では７００．１であり、従って時点ｔ１と
１２間の位相変化は、１０Ｏ−７００＝−６００，１３
０２，１Ｘ　（１−０）−６００＝７０２　。

すなわち７０２クロック分と計算できる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、光干渉による２つ
の高周波信号間の位相変化をディジタルミキシングによ
って低周波ビート信号に変換してディジタル値で計測で
きるので微少な長さの変化を高精麿で測定することが可
能となる。

また本発明ではディジタルミキシング用のクロックと、
位相変化内挿用のクロックを同一のクロック源を用いて
行える簡便さがある。

さらに４相クロツクを用いて測定信号と基準信号の位相
分離を行っているのてカウンタ計数時に誤りのない動作
が保証できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すシステム系統図、第２
図は第１図における位相検出回路９の詳細を示すブロッ
ク図、第３図は第２図におけるクロック信号Ｐ１〜１〕
４の位相関係を示すタイムチャート、第４図は第２図に
おけるＤ−Ｆ／Ｆ１２Ａ、１２Ｂの入出力信号を示す回
路図、第５図は上記Ｄ−Ｆ／Ｆの出ツノするビート信号
の周波数ｆ１の変化を示すタイムチャート、第６図はデ
ィジタルミキシングにおける各部波形を示すタイムチャ
ート、第７図はディジタル位相差検出の一例を示すタイ
ムチャートである。 １・・・レーザ光源　２・・・偏光ビームスリッタ３・
・・光変調器　４Ａ、４Ｂ川レンズ５・・・光ファイバ
　６・・・受光器 ７・・・検光子　８・・・光変調駆動回路９・・・位相
差検出回路 １０Ａ　、１０Ｂ・・・コンパレータ １１Ａ、１１８．１３’Ａ、１３Ｂ・・・Ｆ／Ｆ１２Ａ
、１２Ｂ・・・Ｄ−Ｆ／Ｆ １４Ａ、１４Ｂ・ＥＸ−ＯＲ回路 １５・・・高周波クロック発生器 １６・・・分周回路　１７・・・シフトレジスタ１９・
・・カウンタ　２０・・・第２レジスタ２１・・・アッ
プダウンカウンタ ２２・・・第２レジスタ ２３・・・マイクロコンピュータ 代理人グｒｌ：Ｉ’　１．期　近　憲　佑（ｊＪが１勺
第　１　図 第　２　図 第　３　図 第　４　図 第　５　図 石 ４ＤＭ題 第　６　図 、　、　２７”°　Ｌ−

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）レーザ光を光変調器によって周波数シフトさせた
   １次光を被測定部を通過させた後に元の０次光と干渉さ
   せて得た測定信号と、上記光変調器の駆動信号から得ら
   れる基準信号との位相差をヘテロダイン方式で検出し、
   これによって上記被測定部の光波長オーダの微小変位を
   計測する光干渉計測装置において、上記測定信号および
   基準信号をそれぞれ波形整形しクロック信号とのビート
   信号を発生するディジタルミキシング回路と、上記両方
   のビート信号の位相差を高周波クロックによって計測す
   るディジタル計数回路を備え、上記計数回路で計測した
   位相差によって被測定部の微小変位を計測することを特
   徴とする光干渉計測装置。
2. （２）上記ディジタル計数回路を、上記各ビート信号の
   同期パルスを得るそれぞれの同期検出回路と、上記２つ
   の同期パルスの位相差を２πの倍数としてカウントする
   アップダウンカウンタと、上記位相差の２゛π以下の端
   数を上記高周波数クロックでカウントするカウンタを用
   いて構成した特許請求の範囲第１項記載の光干渉計測装
   置。
3. （３）上記高周波数クロックをＮ分周する分周回路と、
   上記Ｎ分周したパルス列を４相分離するシストレジスタ
   を備え、上記４相分離したパルス列の相隔たる２相ずつ
   を上記各ディジタルミキシング回路および同期検出回路
   のクロック信号として用いた特許請求の範囲第１項記載
   の光干渉計測装置。