JPH0489507A - 変位検出装置 - Google Patents
変位検出装置Info
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- JPH0489507A JPH0489507A JP2202971A JP20297190A JPH0489507A JP H0489507 A JPH0489507 A JP H0489507A JP 2202971 A JP2202971 A JP 2202971A JP 20297190 A JP20297190 A JP 20297190A JP H0489507 A JPH0489507 A JP H0489507A
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Instruments For Measurement Of Length By Optical Means (AREA)
- Length Measuring Devices By Optical Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ業上の利用分野）
本発明は、特にレーザ測長器等の位相変調方式による変
位量検出器からの信号を変位量に比例した数値に変換す
る変位検出装置に関する。
位量検出器からの信号を変位量に比例した数値に変換す
る変位検出装置に関する。
（従来の技術）
一般にレゾルバ、インダクトシン、レーザ測長器等のよ
うに入力基準波を測定変位量で位相変調し、変位量の数
値を出力する検出器の変位検出装置では、位相変調波の
基準波に対する位相差を検出する為に、基準波に同期し
かつ周波数が基準波の整数倍のカウントパルスにより位
相差量を計数して変位量を検出していた。しかし、この
方法では、レゾルバやインダクトシンのようにカウント
パルスを分周して基準波を形成できる場合６よ良いが、
レーザ測長器のように基！！波の周波数がレーザ発振器
内部で決まるような検出器では、基準波に同期したカウ
ントパルスをＰＬＬ （Ｐｈａｓｅ ＬｏｃｋｅｄＬｏ
ｏｐ）回路を用いて発生しなければならなかった。この
為、基準波の周波数が不安定なレーザ発振器ではＰＬＬ
回路の応答遅れによる検出誤差が発生した。また、この
ような変位検出装置では高い分解能を得るために高周波
のカウントパルス及びカウンタを必要とし、高分解能化
が困難という問題があった。
うに入力基準波を測定変位量で位相変調し、変位量の数
値を出力する検出器の変位検出装置では、位相変調波の
基準波に対する位相差を検出する為に、基準波に同期し
かつ周波数が基準波の整数倍のカウントパルスにより位
相差量を計数して変位量を検出していた。しかし、この
方法では、レゾルバやインダクトシンのようにカウント
パルスを分周して基準波を形成できる場合６よ良いが、
レーザ測長器のように基！！波の周波数がレーザ発振器
内部で決まるような検出器では、基準波に同期したカウ
ントパルスをＰＬＬ （Ｐｈａｓｅ ＬｏｃｋｅｄＬｏ
ｏｐ）回路を用いて発生しなければならなかった。この
為、基準波の周波数が不安定なレーザ発振器ではＰＬＬ
回路の応答遅れによる検出誤差が発生した。また、この
ような変位検出装置では高い分解能を得るために高周波
のカウントパルス及びカウンタを必要とし、高分解能化
が困難という問題があった。
ここにおいて、第４図はレーザ測長器と従来方式による
変位検出装置の構成図を示しており、レーザ発振器１は
２つの偏光面と周波数の異なる光ｆ＋、 ｈを発振し、
出力された光ｆ、、 ｆ２はビームスプリッタ２で光学
的に２経路に分割され、分割された光ｆ、、 ｆ２の一
方はフォトディテクタ６で光ｆ１及びｆ２の干渉光強度
の電気信号ＦＲに変換される。ここで、電気信号ＦＲの
周波数は光ｆ、及びｆ、の差周波数であり、これが基準
波ＦＲとなる（Ｆ、Ｉ＝ Ｉ ｆ＋ ｆｚｌ ） −
また、ビームスプリッタ２で分割された他方の光ｆ、及
びｆ、は更にビームスプリッタ３で光学的に光ｆ１及び
ｆ、に分割され、光ｆ１は可動反射ｉｔ５へ送られ、可
動反射鏡５がＸ方向に移動している場合、光ｆ１は８動
速度に比例して±Δｆのドツプラー変調を受けて反射光
ｆ１±Δｆとなる。一方、ビームスプリッタ３で分割さ
れた光ｆ２は固定反射鏡４で反射され、その反射光ｆ２
がビームスプリッタ３で反射光ｆ、±Δｆと合せられ、
−緒にされた反射光ｆ１±Δｆ及びｆ、はフォトデイチ
クタフで光ｆ１±Δｆ及びｆ２の干渉光強度の電気信号
Ｆｐに変換される。ここで、電気信号ＦＰの周波数は一
光ｆ１±Δｆ及びｆ２の差周波数となる。したがフて、
電気信号ＦＲを基準波とすると、電気信号ＦＰは可動反
射鏡５の移動変位Ｘだけ基準信号ＦＲを位相変調した位
相変調波となる。具体的にはλを光ｆ１の波長とすると
、位相変調波Ｆ、は（４π／λ）Ｘ分だけ位相がずれる
ことになる。
変位検出装置の構成図を示しており、レーザ発振器１は
２つの偏光面と周波数の異なる光ｆ＋、 ｈを発振し、
出力された光ｆ、、 ｆ２はビームスプリッタ２で光学
的に２経路に分割され、分割された光ｆ、、 ｆ２の一
方はフォトディテクタ６で光ｆ１及びｆ２の干渉光強度
の電気信号ＦＲに変換される。ここで、電気信号ＦＲの
周波数は光ｆ、及びｆ、の差周波数であり、これが基準
波ＦＲとなる（Ｆ、Ｉ＝ Ｉ ｆ＋ ｆｚｌ ） −
また、ビームスプリッタ２で分割された他方の光ｆ、及
びｆ、は更にビームスプリッタ３で光学的に光ｆ１及び
ｆ、に分割され、光ｆ１は可動反射ｉｔ５へ送られ、可
動反射鏡５がＸ方向に移動している場合、光ｆ１は８動
速度に比例して±Δｆのドツプラー変調を受けて反射光
ｆ１±Δｆとなる。一方、ビームスプリッタ３で分割さ
れた光ｆ２は固定反射鏡４で反射され、その反射光ｆ２
がビームスプリッタ３で反射光ｆ、±Δｆと合せられ、
−緒にされた反射光ｆ１±Δｆ及びｆ、はフォトデイチ
クタフで光ｆ１±Δｆ及びｆ２の干渉光強度の電気信号
Ｆｐに変換される。ここで、電気信号ＦＰの周波数は一
光ｆ１±Δｆ及びｆ２の差周波数となる。したがフて、
電気信号ＦＲを基準波とすると、電気信号ＦＰは可動反
射鏡５の移動変位Ｘだけ基準信号ＦＲを位相変調した位
相変調波となる。具体的にはλを光ｆ１の波長とすると
、位相変調波Ｆ、は（４π／λ）Ｘ分だけ位相がずれる
ことになる。
以上はレーザ測長器の基本原理で゛あり、次に第５図の
タイミングチャートを参照して第４図の変位検出装置の
動作を説明する。
タイミングチャートを参照して第４図の変位検出装置の
動作を説明する。
先ずフォトディテクタ６からの基準波ＦＲはコンパレー
タ２３により第５図（Ａ） に示すような信号ＤＦＲ
に波形整形されて位相比較器９に入力され、カウンタ８
の出力信号Ｔ”の最上位ビット信号ＭＳＢ（＄５図（Ｂ
）参照）と位相比較され、その位相ズレ量に比例したパ
ルス幅の電圧Ｒ１７が出力される。
タ２３により第５図（Ａ） に示すような信号ＤＦＲ
に波形整形されて位相比較器９に入力され、カウンタ８
の出力信号Ｔ”の最上位ビット信号ＭＳＢ（＄５図（Ｂ
）参照）と位相比較され、その位相ズレ量に比例したパ
ルス幅の電圧Ｒ１７が出力される。
位相比較器９からの出力電圧ＲＶはＬＰＦ （ローパ
スフィルタ）１０で平滑化され、更にＶＣＯ（電圧制御
発振器）１１へ人力されて位相差量に従った周波数の第
５図（Ｃ） に示すようなカウントパルスＣＬＫ“が発
振出力される。カウントパルスＣＬに°はカウンタ８に
人力されて第５図ＣＤ）のように６４分周され、カウン
タ出力信号Ｔ′の最上位ビット信号ＭＳＢとなる。以上
のことから位相比較器９ 、１ＰＦ １０゜ＶＣＯ１１
及びカウンタ８はＰＬＬ回路を構成しており、これによ
りカウントパルスＣＩＪ’は基準波Ｆ、にほぼ同期し且
つ６４倍の周波数となる。また、カウンタ８の出力信号
Ｔ°は、第５図（＾）及び（Ｄ）に示すように基準波Ｆ
Ｒのほぼ一周期内で７０”〜“６３”まで鋸歯状に変化
する信号となる。カウンタ８の出力信号Ｔ°は、第５図
（Ｅ）に示すような位相Ｒ調波Ｆ、をコンパレータ１７
により波形整形した信号ＯＦ、の立下がりにラッチ回路
１２で同図（Ｆ）に示すような信号Ｘ゛として記憶され
、この信号×°が位相変調波ＦＰの基準波ＦＲに対する
一波長内の位相差となる。従って、ここまでの動作で可
動反射鏡５のλ／２までの変位Ｘを検出することができ
る。
スフィルタ）１０で平滑化され、更にＶＣＯ（電圧制御
発振器）１１へ人力されて位相差量に従った周波数の第
５図（Ｃ） に示すようなカウントパルスＣＬＫ“が発
振出力される。カウントパルスＣＬに°はカウンタ８に
人力されて第５図ＣＤ）のように６４分周され、カウン
タ出力信号Ｔ′の最上位ビット信号ＭＳＢとなる。以上
のことから位相比較器９ 、１ＰＦ １０゜ＶＣＯ１１
及びカウンタ８はＰＬＬ回路を構成しており、これによ
りカウントパルスＣＩＪ’は基準波Ｆ、にほぼ同期し且
つ６４倍の周波数となる。また、カウンタ８の出力信号
Ｔ°は、第５図（＾）及び（Ｄ）に示すように基準波Ｆ
Ｒのほぼ一周期内で７０”〜“６３”まで鋸歯状に変化
する信号となる。カウンタ８の出力信号Ｔ°は、第５図
（Ｅ）に示すような位相Ｒ調波Ｆ、をコンパレータ１７
により波形整形した信号ＯＦ、の立下がりにラッチ回路
１２で同図（Ｆ）に示すような信号Ｘ゛として記憶され
、この信号×°が位相変調波ＦＰの基準波ＦＲに対する
一波長内の位相差となる。従って、ここまでの動作で可
動反射鏡５のλ／２までの変位Ｘを検出することができ
る。
次に、信号Ｘ°は次回の位相変調波ＦＰの立下がりでラ
ッチ回路１３に信号Ｘ“として記憶されるが、信号×゛
は信号Ｘ°の変化する一つ前の信号となる。信号Ｘ°及
び信号Ｘ”はアップダウンパルス発生器１４内で減算さ
れ、第５図（Ｇ） に示すような減算値Δ×が次式（１
）の条件により第５図（Ｈ）に示すようなアップパルス
ＵＰ又はダウンパルスＤＰが出力される。
ッチ回路１３に信号Ｘ“として記憶されるが、信号×゛
は信号Ｘ°の変化する一つ前の信号となる。信号Ｘ°及
び信号Ｘ”はアップダウンパルス発生器１４内で減算さ
れ、第５図（Ｇ） に示すような減算値Δ×が次式（１
）の条件により第５図（Ｈ）に示すようなアップパルス
ＵＰ又はダウンパルスＤＰが出力される。
アップダウンパルス発生器１４からのアップパルスＵ、
又はダウンパルスＤＰはアップダウンカウンタ１５をア
ップカウント又はダウンカウントさせ、位相変調波ＦＰ
の基準波Ｆ１１に対する位相差が基準波波長数ｘｕでア
ップダウンカウンタ１５より出力される（第５図（１）
参照）、ここで、信号Ｘ°を下位桁とし、信号ｘ、を上
位桁、つまり６４ｘｘｕ＋ｘ’とする信号Ｘは基準波Ｆ
Ｒに対する位相変調波Ｆ、の位相差×となる。したがっ
て、可動反射鏡５の移動変位Ｘをλ／１２８の分解能で
検出することができる。
又はダウンパルスＤＰはアップダウンカウンタ１５をア
ップカウント又はダウンカウントさせ、位相変調波ＦＰ
の基準波Ｆ１１に対する位相差が基準波波長数ｘｕでア
ップダウンカウンタ１５より出力される（第５図（１）
参照）、ここで、信号Ｘ°を下位桁とし、信号ｘ、を上
位桁、つまり６４ｘｘｕ＋ｘ’とする信号Ｘは基準波Ｆ
Ｒに対する位相変調波Ｆ、の位相差×となる。したがっ
て、可動反射鏡５の移動変位Ｘをλ／１２８の分解能で
検出することができる。
第５図（Ｄ） 、 （Ｆ）及び（Ｊ）における破線特性
ＡはＰＬＬ回路の追従遅れがない場合の値を示しており
、同図（Ｊ）の斜線部Ｂは追従遅れによる誤差、つまり
変位検出誤差を示している。
ＡはＰＬＬ回路の追従遅れがない場合の値を示しており
、同図（Ｊ）の斜線部Ｂは追従遅れによる誤差、つまり
変位検出誤差を示している。
以上の如く第４図の従来装置では、第５図のタイミング
チャートの信号ＸのようにＰＬＬ回路の追従遅れがない
場合に比べ、斜線部Ｂのような大きな変位検出誤差を生
じてしまう。
チャートの信号ＸのようにＰＬＬ回路の追従遅れがない
場合に比べ、斜線部Ｂのような大きな変位検出誤差を生
じてしまう。
（発明が解決しようとするｌ［［）
第４図の従来例ではレーザ発振器１の発振光ｆ１及びｆ
２の差周波数、つまり基準波Ｆ７の周波数は第５図のタ
イミングチャートのように変動し易く、この為ＬＰＦを
持つＰＬＬ回路では、基準波ＦＲの周波数変動にカウン
トパルスＣＬに°の周波数が正確に同期追従で籾ない、
この為、変位検出値にこの追従誤差分の変位検出誤差が
生ずるという問題がある。また、変位検出量を高い分解
能で得るためには高周波のカウントパルス及びカウンタ
を必要とし、高分解能化が困難である。
２の差周波数、つまり基準波Ｆ７の周波数は第５図のタ
イミングチャートのように変動し易く、この為ＬＰＦを
持つＰＬＬ回路では、基準波ＦＲの周波数変動にカウン
トパルスＣＬに°の周波数が正確に同期追従で籾ない、
この為、変位検出値にこの追従誤差分の変位検出誤差が
生ずるという問題がある。また、変位検出量を高い分解
能で得るためには高周波のカウントパルス及びカウンタ
を必要とし、高分解能化が困難である。
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本
発明の目的は、レーザ測長器等の位相変調方式による変
位量検出器からの信号を高精度の変位量に比例した数値
に変換し、かつ変位検出量の高分解能化の容易な変位検
出装置を提供することにある。
発明の目的は、レーザ測長器等の位相変調方式による変
位量検出器からの信号を高精度の変位量に比例した数値
に変換し、かつ変位検出量の高分解能化の容易な変位検
出装置を提供することにある。
（１題を解決するための手段）
本発明は、変位量を基準波に対する位相変調波として出
力する検出器の変位検出装置に関するもので、本発明の
上記目的は、前記基準波の立上がり又は立下がりの少く
とも一方のタイミングで前記位相変調波をサンプリング
する第１のサンプルホールド手段と、前記サンプルタイ
ミングから前記基準波の周期の１７４ずれたタイミング
で前記位相変調波をサンプリングする第２のサンプルホ
ールド手段と、前記第１及び第２のサンプルホールド手
段からのサンプル信号をそれぞれデジタル値に変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段からの２つのデ
ジタル値を前記変位量に変換する数値変換手段とを具備
することによって、あるいは前記位相変調波を矩形波に
変換する変換手段と、前記基準波の立上がり又は立下が
りの少くとも一方のタイミングで前記矩形波を記憶する
第１の記憶手段と、前記記憶タイミングから前記基準波
の周期の１７４ずれたタイミングで前記矩形波を記憶す
る第２の記憶手段と、前記第１及び′ｓ２の記憶手段か
らの記憶値の変化の応じて前記変位量を算出するように
アップダウン計数する計数手段とを具備することによっ
て、さらには前記基準波の立上がり又は立下がりの少く
とも一方のタイミングで前記位相変調波をサンプリング
する第１のサンプルホールド手段と、前記サンプルタイ
ミングから前言己基準波の周期の１７４ずれたタイミン
グで前記位相変調波をサンプリングする第２のサンプル
ホールド手段と、前冨己第１及び第２のサンプルホール
ド手段からのサンプル信号をそわぞわデジタル値に変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記＾／Ｄ変換手段からの２つ
のデジタル値を前記変位量に変換する数値変換手段とを
備えた第１の変位検出装置と、前記位相変調波を矩形波
に変換する変換手段と、前記基準波の立上がり又は立下
がりの少くと・・も一方のタイミングで前記矩形波を記
憶する第１の記憶手段と、前記記憶タイミングから前記
基準波の周期の１７４ずれたタイミングで前記矩形波を
記憶する第２の記憶手段と、前記第１及び第２の記憶手
段からの記憶値の変化の応じて前記変位量を算出するよ
うにアップダウン計数する計数手段とを備えた第２の変
位検出装置と、前記第１の変位検出装置による出力値を
下位桁とし、前記第２の変位検出装置による出力値を前
記下位桁とつながる上位桁に変換する変換手段とを具備
することによフて達成される。
力する検出器の変位検出装置に関するもので、本発明の
上記目的は、前記基準波の立上がり又は立下がりの少く
とも一方のタイミングで前記位相変調波をサンプリング
する第１のサンプルホールド手段と、前記サンプルタイ
ミングから前記基準波の周期の１７４ずれたタイミング
で前記位相変調波をサンプリングする第２のサンプルホ
ールド手段と、前記第１及び第２のサンプルホールド手
段からのサンプル信号をそれぞれデジタル値に変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段からの２つのデ
ジタル値を前記変位量に変換する数値変換手段とを具備
することによって、あるいは前記位相変調波を矩形波に
変換する変換手段と、前記基準波の立上がり又は立下が
りの少くとも一方のタイミングで前記矩形波を記憶する
第１の記憶手段と、前記記憶タイミングから前記基準波
の周期の１７４ずれたタイミングで前記矩形波を記憶す
る第２の記憶手段と、前記第１及び′ｓ２の記憶手段か
らの記憶値の変化の応じて前記変位量を算出するように
アップダウン計数する計数手段とを具備することによっ
て、さらには前記基準波の立上がり又は立下がりの少く
とも一方のタイミングで前記位相変調波をサンプリング
する第１のサンプルホールド手段と、前記サンプルタイ
ミングから前言己基準波の周期の１７４ずれたタイミン
グで前記位相変調波をサンプリングする第２のサンプル
ホールド手段と、前冨己第１及び第２のサンプルホール
ド手段からのサンプル信号をそわぞわデジタル値に変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記＾／Ｄ変換手段からの２つ
のデジタル値を前記変位量に変換する数値変換手段とを
備えた第１の変位検出装置と、前記位相変調波を矩形波
に変換する変換手段と、前記基準波の立上がり又は立下
がりの少くと・・も一方のタイミングで前記矩形波を記
憶する第１の記憶手段と、前記記憶タイミングから前記
基準波の周期の１７４ずれたタイミングで前記矩形波を
記憶する第２の記憶手段と、前記第１及び第２の記憶手
段からの記憶値の変化の応じて前記変位量を算出するよ
うにアップダウン計数する計数手段とを備えた第２の変
位検出装置と、前記第１の変位検出装置による出力値を
下位桁とし、前記第２の変位検出装置による出力値を前
記下位桁とつながる上位桁に変換する変換手段とを具備
することによフて達成される。
（作用）
本発明にあっては、基準波に同期して位相変調波から測
定変位量の正弦値と余弦値に比例した成分を抽出し、こ
の値から測定変位量を求めているため、基準波の変動に
よるＰＬＬ回路のような応答遅れ要素がない。また、測
定変位量の検出分解能はＡ／Ｄ変換器の分解能で決まり
、一般に高分解能なＡ／Ｄ変換器はど変換速度は低速で
あるが、本発明のように上位桁を計数手段により得るこ
とにより、測定変位量の変化速度が速い場合でも変換速
度の遅いＡ／Ｄ変換器が使用で計るため、容易に測定変
位量の高分解能検出が可能である。
定変位量の正弦値と余弦値に比例した成分を抽出し、こ
の値から測定変位量を求めているため、基準波の変動に
よるＰＬＬ回路のような応答遅れ要素がない。また、測
定変位量の検出分解能はＡ／Ｄ変換器の分解能で決まり
、一般に高分解能なＡ／Ｄ変換器はど変換速度は低速で
あるが、本発明のように上位桁を計数手段により得るこ
とにより、測定変位量の変化速度が速い場合でも変換速
度の遅いＡ／Ｄ変換器が使用で計るため、容易に測定変
位量の高分解能検出が可能である。
（実施例）
以下、図面に基づいて本発明の詳細な説明する。
’Ｓ１図はレーザ測長器と本発明による変位検出装置の
一実施例を、第４図に対応させて示す構成図であり、そ
の動作を′ｆＳ２図及び第３図のタイミングチャートを
参照して説明する。
一実施例を、第４図に対応させて示す構成図であり、そ
の動作を′ｆＳ２図及び第３図のタイミングチャートを
参照して説明する。
’Ｓｓ図において、レーザ発振器１．ビームスプリッタ
２．３及び固定反射鏡４．可動反射［５゜フォトディテ
クタ６．７は′ｆＳ４図と全く同じレーザ測長器を示し
ており、ここではその説明を省略する。
２．３及び固定反射鏡４．可動反射［５゜フォトディテ
クタ６．７は′ｆＳ４図と全く同じレーザ測長器を示し
ており、ここではその説明を省略する。
第２図（Ａ）に示すようなフォトディテクタ６からの基
準波ＦＲはフンパレータ２３により第２図（Ｃ）に示す
ような信号ＤＦＲに波形整形されてエツジ検出器２６．
２７に入力され、基準波ＦＲの立上りと立下りに同期し
た第２図（Ｅ） 、 （Ｆ）に示すようなパルス信号Ｓ
ＳＰ、ＳＳＮが出力される。又、基準波ＦＲは積分器２
２により基準波ＦＲの周期のｌ／４（π／２）位相の遅
れた第２図（６）に示すような波形ＦＲ’ となり、コ
ンパレータ２４で第２図（Ｄ＋ に示すような信号ＤＦ
Ｒに波形整形されてエツジ検出器２８．２９に入力され
、基準波ＦＲの立上り、立下りから基準波Ｆ、の周期の
ｌ／４（以降、この遅れをＴｂとする）遅れたタイミン
グに同期した第２図（Ｇ） 、 （）Ｉ） に示すよう
なパルス信号Ｃ５Ｐ、Ｃ５Ｎが出力される。
準波ＦＲはフンパレータ２３により第２図（Ｃ）に示す
ような信号ＤＦＲに波形整形されてエツジ検出器２６．
２７に入力され、基準波ＦＲの立上りと立下りに同期し
た第２図（Ｅ） 、 （Ｆ）に示すようなパルス信号Ｓ
ＳＰ、ＳＳＮが出力される。又、基準波ＦＲは積分器２
２により基準波ＦＲの周期のｌ／４（π／２）位相の遅
れた第２図（６）に示すような波形ＦＲ’ となり、コ
ンパレータ２４で第２図（Ｄ＋ に示すような信号ＤＦ
Ｒに波形整形されてエツジ検出器２８．２９に入力され
、基準波ＦＲの立上り、立下りから基準波Ｆ、の周期の
ｌ／４（以降、この遅れをＴｂとする）遅れたタイミン
グに同期した第２図（Ｇ） 、 （）Ｉ） に示すよう
なパルス信号Ｃ５Ｐ、Ｃ５Ｎが出力される。
第２図（Ｊ）に示すようなフォトデイチクタフからの位
相変調波ＦＰは自動振幅調整器２１により振幅が一定の
位相変調波ＦＰ° となる。位相変調波ＦＰはサンプル
ホールド回路３９．４０．４１でそれぞれＤタイプフリ
ップフ・ロッゾ３０．３１．３２からのサンプル信号に
よりサンプリングされる。ここでＤタイプフリップフロ
ップ３０，３１．３２ではマイクロコンピュータ５２か
らの第２図（１） に示すようなサンプル指令信号ＳＭ
Ｐがエツジ検出器２６．２７．２８からのパルス信号Ｓ
ＳＰ、ＳＳＮ、ＣＳＰに同期したタイミングに修正され
、修正後の信号はそれぞれサンプルホールド回路３９，
４０．４１に人力される。これにより、サンプルホール
ド回路３９，４０．４１では位相変調波ＦＰ がそれ
ぞれ基準波ＦＲの立上りタイミングと立下りタイミング
とそれらの中間のタイミングでサンプリングされる。
相変調波ＦＰは自動振幅調整器２１により振幅が一定の
位相変調波ＦＰ° となる。位相変調波ＦＰはサンプル
ホールド回路３９．４０．４１でそれぞれＤタイプフリ
ップフ・ロッゾ３０．３１．３２からのサンプル信号に
よりサンプリングされる。ここでＤタイプフリップフロ
ップ３０，３１．３２ではマイクロコンピュータ５２か
らの第２図（１） に示すようなサンプル指令信号ＳＭ
Ｐがエツジ検出器２６．２７．２８からのパルス信号Ｓ
ＳＰ、ＳＳＮ、ＣＳＰに同期したタイミングに修正され
、修正後の信号はそれぞれサンプルホールド回路３９，
４０．４１に人力される。これにより、サンプルホール
ド回路３９，４０．４１では位相変調波ＦＰ がそれ
ぞれ基準波ＦＲの立上りタイミングと立下りタイミング
とそれらの中間のタイミングでサンプリングされる。
ここで、これらのサンプル値と移動変位Ｘの関係につい
て説明する。先ず、基準波ＦＲはその角周波数をω３と
すると次式（２）で表わされる。
て説明する。先ず、基準波ＦＲはその角周波数をω３と
すると次式（２）で表わされる。
の立上り時、つまり５ＩＮ（ωｉｔ）・０ 、 Ｃ０５
（ω、ｔ）・ｌの時であることから次式（４）となる。
（ω、ｔ）・ｌの時であることから次式（４）となる。
ん
ＦＲ（ｔ） −５ＩＮ（ωＲｔ） ・・
・・・・（２）また、位相変調波ＦＰ は次式（３）
で表わされる。
・・・・（２）また、位相変調波ＦＰ は次式（３）
で表わされる。
また、サンプルホールド回路４０がサンプリングする値
ＮＳ（第２図（Ｌ）参照）はＦＲ（ｔ）の立下がり時、
つまりＳＩＮ （ωＲｔ）−ｏ 、 ｃｏｓ（ωＲｔ）
−１の時であることから次式（５）となる。
ＮＳ（第２図（Ｌ）参照）はＦＲ（ｔ）の立下がり時、
つまりＳＩＮ （ωＲｔ）−ｏ 、 ｃｏｓ（ωＲｔ）
−１の時であることから次式（５）となる。
入
上式（２） 、 （３）よりサンプルホールド回路３９
がサンプリングする＠ＰＳ（第２図（Ｋ）参照）はＦ＊
（ｔ）さらに、サンプルホールド回路４１がサンプリン
グする値ＡＣ（第２図（Ｎ）参照）はＦ＊（ｔ）の立上
りと立下りの中間であることから５ＩＮ（ω＊ｔ）−１
。
がサンプリングする＠ＰＳ（第２図（Ｋ）参照）はＦ＊
（ｔ）さらに、サンプルホールド回路４１がサンプリン
グする値ＡＣ（第２図（Ｎ）参照）はＦ＊（ｔ）の立上
りと立下りの中間であることから５ＩＮ（ω＊ｔ）−１
。
Ｃ０５（ωＲｔ）−ａの時で次式（６）となる。
ＡＣ＝ ＣＯ５（−□Ｘ ）
λ
・・・・・・（６）
以上のことから、サンプルホールド回路３９，４０゜４
１は測定変位Ｘの正弦価と余弦値に比例した値を出力す
ることが理解できる。ただし、上式（４）〜（６） は
測定変位Ｘが静止しているときに成立する式であり、実
際は測定変位Ｘが変化している場合は、Ｘ＝ｘ （ｔ）
とすると上式（４）〜（６）はそれぞれ次式（７）〜（
９）となる。
１は測定変位Ｘの正弦価と余弦値に比例した値を出力す
ることが理解できる。ただし、上式（４）〜（６） は
測定変位Ｘが静止しているときに成立する式であり、実
際は測定変位Ｘが変化している場合は、Ｘ＝ｘ （ｔ）
とすると上式（４）〜（６）はそれぞれ次式（７）〜（
９）となる。
誤差が生じる。このため、オペレーションアンブリファ
イア４２によりサンプルホールド回路３９．４０の出力
信号ＰＳ、ＮＳで次式（ｌＯ）の演算処理が行なわれ、
第２図（Ｍ）に示すような信号＾Ｓを得ている。
イア４２によりサンプルホールド回路３９．４０の出力
信号ＰＳ、ＮＳで次式（ｌＯ）の演算処理が行なわれ、
第２図（Ｍ）に示すような信号＾Ｓを得ている。
・・・・・・（ｌＯ）
上式から測定変位Ｘの変化が速いとｔ゛時の正弦値ＳＩ
Ｎ （−ｘ （ｔ’）） ニ対しサンプル値ＰＳ、 Ｎ
ＳＳ価値して、測定変位Ｘの変化が速い場合でもほぼ同
時刻ｔ°の測定変位Ｘの正弦値と余弦値に比例した価Ａ
Ｓ及びＡＣを得ることができる。
Ｎ （−ｘ （ｔ’）） ニ対しサンプル値ＰＳ、 Ｎ
ＳＳ価値して、測定変位Ｘの変化が速い場合でもほぼ同
時刻ｔ°の測定変位Ｘの正弦値と余弦値に比例した価Ａ
Ｓ及びＡＣを得ることができる。
次に、信号＾Ｓ、ＡＣとは＾／Ｄ変換器４３．４４で数
値化されマイクロコンピュータ５２へ正弦値信号０５゜
余弦値信号ＤＣとして人力される。
値化されマイクロコンピュータ５２へ正弦値信号０５゜
余弦値信号ＤＣとして人力される。
そして、マイクロコンピュータでは次式（１１）がソフ
ト処理により演算される。
ト処理により演算される。
・・・（１１）
以上の処理で測定変位Ｘのλ／２の変化までを０〜２５
５の数値ｘＬで表わすことができる。
５の数値ｘＬで表わすことができる。
以上の説明から理解できるように、測定変位Ｘの変化速
度が遅い場合はサンプルホールド回路４０からの出力信
号を直接Ａ／Ｄ変換器４３へ入力した装置でも同様の特
性を得ることができる。
度が遅い場合はサンプルホールド回路４０からの出力信
号を直接Ａ／Ｄ変換器４３へ入力した装置でも同様の特
性を得ることができる。
一方、自動振幅調整器２１からの位相変調波Ｆ、゛はコ
ンパレータ２５で第２図（０）に示すような信号り、に
波形整形されてＤタイプフリップフロップ３３．３４に
入力され、エツジ検出器２６．２７及び２８２９からの
パルス信号ＳＳＰ、ＳＳＮ及びＣ５Ｐ、Ｃ５Ｎを人力と
するＯＲ回路４５及び４６からのパルス信号５Ｌ（ｉ３
図（＾）参照）及びＣＬにより基準波ＦＲの立上がり。
ンパレータ２５で第２図（０）に示すような信号り、に
波形整形されてＤタイプフリップフロップ３３．３４に
入力され、エツジ検出器２６．２７及び２８２９からの
パルス信号ＳＳＰ、ＳＳＮ及びＣ５Ｐ、Ｃ５Ｎを人力と
するＯＲ回路４５及び４６からのパルス信号５Ｌ（ｉ３
図（＾）参照）及びＣＬにより基準波ＦＲの立上がり。
立下がり時の値Ａ（４２図（Ｐ）参照）及び基準波ＦＲ
の立上がり、立下がり時からＴｄ遅れたタイミングの値
Ｂ（第２図（Ｒ）参照）が記憶される。また、ＮＯＴ回
路３５．３６ではコンパレータ２３．２４からの信号Ｄ
ＦＲ，ＤＦＲ”が反転されてそれぞれが排他論理回路４
８．４９に人力される。そして、排他論理回路４８．４
９ではＤタイプフリップフロップ３３．３４からの信号
Ａ、ＢがＮＯＴ回路３５．３６からの信号により反転さ
れ、反転された各信号＾１（ｉ２図（Ｑ）参照）、ａｌ
（ｉ２図（Ｓ）参照）がＤタイプフリップフロップ３７
．３８に人力される。
の立上がり、立下がり時からＴｄ遅れたタイミングの値
Ｂ（第２図（Ｒ）参照）が記憶される。また、ＮＯＴ回
路３５．３６ではコンパレータ２３．２４からの信号Ｄ
ＦＲ，ＤＦＲ”が反転されてそれぞれが排他論理回路４
８．４９に人力される。そして、排他論理回路４８．４
９ではＤタイプフリップフロップ３３．３４からの信号
Ａ、ＢがＮＯＴ回路３５．３６からの信号により反転さ
れ、反転された各信号＾１（ｉ２図（Ｑ）参照）、ａｌ
（ｉ２図（Ｓ）参照）がＤタイプフリップフロップ３７
．３８に人力される。
ここで、信号＾１．Ｂｌは上式（４）〜（６）により推
測できるように次式（１２） 、 （１３） となる。
測できるように次式（１２） 、 （１３） となる。
の信号＾１，８１の変化を図に示すと第３図（Ｂ） 、
（Ｃ）のようになる。
（Ｃ）のようになる。
そして、信号ＡＩ、８１はＤタイプフリップフロップ３
７．３８にてＯＲ回路４５．４６からのパルス信号ＳＬ
。
７．３８にてＯＲ回路４５．４６からのパルス信号ＳＬ
。
ＣＬにより新しい値に変化する１つ前の値＾２（第３図
（ＤＪ参照）、Ｂ２（第３図（Ｅ）参照）として記憶さ
れる。そして、信号＾１．Ａ２．Ｂ１．Ｂ２はデコーダ
５０へ人力され、これらの信号とＯＲ回路４５からのパ
ルス信号ＳＬ＜よりアップダウンカウンタ５１をアップ
ダウンさせるカウントパルス信号ＬＩＰ（％３図（Ｆ）
参照）、ＤＰ（第３図（Ｇ）参照）が次式（１４）で求
められてアップダウンカウンタ５１に人力される。
（ＤＪ参照）、Ｂ２（第３図（Ｅ）参照）として記憶さ
れる。そして、信号＾１．Ａ２．Ｂ１．Ｂ２はデコーダ
５０へ人力され、これらの信号とＯＲ回路４５からのパ
ルス信号ＳＬ＜よりアップダウンカウンタ５１をアップ
ダウンさせるカウントパルス信号ＬＩＰ（％３図（Ｆ）
参照）、ＤＰ（第３図（Ｇ）参照）が次式（１４）で求
められてアップダウンカウンタ５１に人力される。
上式（１２） 、 （１３）から信号＾１．Ｂ１は測定
変位Ｘのｆ化によって変化する２相式のパルスジェネレ
ータの出力信号と同等になることが理解できる。したが
って、測定変位Ｘが一定速で変化している時そして、変
位量Ｘの変化をλ／２の分解能で示す第３図（Ｈ）に示
すような数値信号ｘｕ°がアップダウンカウンタ５１か
らマイクロコンピュータ５２に入力され、この数値信号
肌゛とＤタイプフリップフロップ３７からの信号＾２が
、サンプル指令信号ＳＭＰを出力するタイミングで読取
られる。そして、数値ｘＬの最上位ビットＭＳＢと信号
＾２の関係により次式（１５）の処理を行なうことで、
数値信号ｘｕ゛ は数値ｘＬを下位桁とする数になめら
かにつながる上位桁数値ｘｕに変換され、数値ｘｕを上
位桁とする数値λ ×°により測定変位Ｘの−×（アップダウンカランタの
最大値）までの長ストロークをλ１５１２の分解能で表
わすことができる。
変位Ｘのｆ化によって変化する２相式のパルスジェネレ
ータの出力信号と同等になることが理解できる。したが
って、測定変位Ｘが一定速で変化している時そして、変
位量Ｘの変化をλ／２の分解能で示す第３図（Ｈ）に示
すような数値信号ｘｕ°がアップダウンカウンタ５１か
らマイクロコンピュータ５２に入力され、この数値信号
肌゛とＤタイプフリップフロップ３７からの信号＾２が
、サンプル指令信号ＳＭＰを出力するタイミングで読取
られる。そして、数値ｘＬの最上位ビットＭＳＢと信号
＾２の関係により次式（１５）の処理を行なうことで、
数値信号ｘｕ゛ は数値ｘＬを下位桁とする数になめら
かにつながる上位桁数値ｘｕに変換され、数値ｘｕを上
位桁とする数値λ ×°により測定変位Ｘの−×（アップダウンカランタの
最大値）までの長ストロークをλ１５１２の分解能で表
わすことができる。
以上の例では測定変位の速い変化に応答できるようエツ
ジ検出器２６，２７，２８．２９により基準波ＦＲの周
期の半分の周期で位相変調波り、を記憶したが、エツジ
検出器２６．２８からのパルス信号ＳＳＰ、Ｃ５ＰをＤ
タイプフリップフロップ３３．３４のクロック入力へそ
れぞれ直接入力し、位相変調波をそれぞれ基準波Ｆ、と
同じ周期でＤタイプフリップフロップ３３゜３４に記憶
した出力信号を直接信号Ａ１．Ｂ１ として使用しても
同様の動作を行なうことができる。ただし、このときは
測定変位の変化に対する応答性は約半分になる。
ジ検出器２６，２７，２８．２９により基準波ＦＲの周
期の半分の周期で位相変調波り、を記憶したが、エツジ
検出器２６．２８からのパルス信号ＳＳＰ、Ｃ５ＰをＤ
タイプフリップフロップ３３．３４のクロック入力へそ
れぞれ直接入力し、位相変調波をそれぞれ基準波Ｆ、と
同じ周期でＤタイプフリップフロップ３３゜３４に記憶
した出力信号を直接信号Ａ１．Ｂ１ として使用しても
同様の動作を行なうことができる。ただし、このときは
測定変位の変化に対する応答性は約半分になる。
（発明の効果）
以上のように本発明の変位検出装置によれば、変位量を
基準波に対する位相変調波として出力する検出器の変位
量を、基準波の変化に同期してサンプリングした位相変
調波のレベルにより変位量を求めている。したがフて、
基準波が周波数変動した場合の検出変位量の誤差を無く
すことができる。また、高分解能化が低速高分解能なＡ
／Ｄ変換器で実現できるため、従来のような高い周波数
を発振する発振器や高応答のカウンタを必要とせず、安
価な装置とすることができる。
基準波に対する位相変調波として出力する検出器の変位
量を、基準波の変化に同期してサンプリングした位相変
調波のレベルにより変位量を求めている。したがフて、
基準波が周波数変動した場合の検出変位量の誤差を無く
すことができる。また、高分解能化が低速高分解能なＡ
／Ｄ変換器で実現できるため、従来のような高い周波数
を発振する発振器や高応答のカウンタを必要とせず、安
価な装置とすることができる。
第１図は本発明の変位検出装置の一例を示すブロック図
、第２図及び第３図はその動作例を示すタイミングチャ
ート、第４図は従来の変位検出装置の一例を示すブロッ
ク図、第５図はその動作例を示すタイミングチャートで
ある。 ｌ・・・レーザ発振器、２．３・・・ビームスプリッタ
、４・−・固定反射鏡、５−・・可動反射鏡、６，７・
・・フォトディテクタ、８．・・・カウンタ、９・・・
位相比較器、ｌＯ・・・ＬＰＦ 、 １１・・・νＣｏ
、１２．１３・・・ラッチ回路、１４・・・パルス発
生器、１５．５１・・・アップダウンカウンタ、１７．
２３，２４．２５・・・コンパレータ、２１・・・自動
振幅調整器、２２・・・積分器、２Ｂ、２７．２Ｂ、’
１９・・・エツジ検出器、３０．３１．３２，３３，３
４．３７．３８・・・Ｄタイプフリップフロップ、３９
．４０．４１・・・サンプルホールド回路、４２−・・
オペレーションアンブリファイア、 ４３．４４・・・
Ａ／Ｄ変換器、４５．４６・・・ＯＲ回路、３５．３６
・・・ＮＯ７回路、４８゜４９・・・排他論理和回路、
５０・・・デコーダ、５２・・・マイクロコンピュータ
。 （Ａ）ＤＦｇ 第５図
、第２図及び第３図はその動作例を示すタイミングチャ
ート、第４図は従来の変位検出装置の一例を示すブロッ
ク図、第５図はその動作例を示すタイミングチャートで
ある。 ｌ・・・レーザ発振器、２．３・・・ビームスプリッタ
、４・−・固定反射鏡、５−・・可動反射鏡、６，７・
・・フォトディテクタ、８．・・・カウンタ、９・・・
位相比較器、ｌＯ・・・ＬＰＦ 、 １１・・・νＣｏ
、１２．１３・・・ラッチ回路、１４・・・パルス発
生器、１５．５１・・・アップダウンカウンタ、１７．
２３，２４．２５・・・コンパレータ、２１・・・自動
振幅調整器、２２・・・積分器、２Ｂ、２７．２Ｂ、’
１９・・・エツジ検出器、３０．３１．３２，３３，３
４．３７．３８・・・Ｄタイプフリップフロップ、３９
．４０．４１・・・サンプルホールド回路、４２−・・
オペレーションアンブリファイア、 ４３．４４・・・
Ａ／Ｄ変換器、４５．４６・・・ＯＲ回路、３５．３６
・・・ＮＯ７回路、４８゜４９・・・排他論理和回路、
５０・・・デコーダ、５２・・・マイクロコンピュータ
。 （Ａ）ＤＦｇ 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、変位量を基準波に対する位相変調波として出力する
検出器の変位検出装置において、前記基準波の立上がり
又は立下がりの少くとも一方のタイミングで前記位相変
調波をサンプリングする第１のサンプルホールド手段と
、前記サンプルタイミングから前記基準波の周期の１／
４ずれたタイミングで前記位相変調波をサンプリングす
る第２のサンプルホールド手段と、前記第１及び第２の
サンプルホールド手段からのサンプル信号をそれぞれデ
ジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換
手段からの２つのデジタル値を前記変位量に変換する数
値変換手段とを備えたことを特徴とする変位検出装置。 ２、一方の前記サンプルホールド手段が２つのサンプル
ホールド回路を備え、各回路は他方の前記サンプルホー
ルド手段のサンプルタイミングから前記基準波の周期の
１／４前後ずれたタイミングで前記位相変調波をそれぞ
れサンプリングし、サンプリングした一方の信号を反転
した信号と他方の信号との中間値を出力するようになっ
ている請求項１に記載の変位検出装置。 ３、変位量を基準波に対する位相変調波として出力する
検出器の変位検出装置において、前記位相変調波を矩形
波に変換する変換手段と、前記基準波の立上がり又は立
下がりの少くとも一方のタイミングで前記矩形波を記憶
する第１の記憶手段と、前記記憶タイミングから前記基
準波の周期の１／４ずれたタイミングで前記矩形波を記
憶する第２の記憶手段と、前記第１及び第２の記憶手段
からの記憶値の変化の応じて前記変位量を算出するよう
にアップダウン計数する計数手段とを備えたことを特徴
とする変位検出装置。 ４、前記第１及び第２の記憶手段が、前記基準波の１／
２の周期で前記矩形波を記憶し、記憶した値とこの値を
反転した値とを交互に出力するようになっている請求項
３に記載の変位検出装置。 ５、請求項１に記載の第１の変位検出装置と、請求項３
に記載の第２の変位検出装置と、前記第１の変位検出装
置による出力値を下位桁とし、前記第２の変位検出装置
による出力値を前記下位桁とつながる上位桁に変換する
変換手段とを備えたことを特徴とする変位検出装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2202971A JP2940559B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 変位検出装置 |
| US07/735,909 US5194907A (en) | 1990-07-31 | 1991-07-25 | Displacement detecting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2202971A JP2940559B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 変位検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0489507A true JPH0489507A (ja) | 1992-03-23 |
| JP2940559B2 JP2940559B2 (ja) | 1999-08-25 |
Family
ID=16466197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2202971A Expired - Fee Related JP2940559B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 変位検出装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5194907A (ja) |
| JP (1) | JP2940559B2 (ja) |
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| JP2010101642A (ja) * | 2008-10-21 | 2010-05-06 | Yamatake Corp | 物理量センサおよび物理量計測方法 |
| JP2010117145A (ja) * | 2008-11-11 | 2010-05-27 | Yamatake Corp | 物理量センサおよび物理量計測方法 |
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| US11164100B2 (en) | 2019-05-02 | 2021-11-02 | Quantum Machines | Modular and dynamic digital control in a quantum controller |
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| US11245390B2 (en) | 2019-09-02 | 2022-02-08 | Quantum Machines | Software-defined pulse orchestration platform |
| US10862465B1 (en) | 2019-09-02 | 2020-12-08 | Quantum Machines | Quantum controller architecture |
| US11126926B1 (en) * | 2020-03-09 | 2021-09-21 | Quantum Machines | Concurrent results processing in a quantum control system |
| US11043939B1 (en) | 2020-08-05 | 2021-06-22 | Quantum Machines | Frequency management for quantum control |
| US12132486B2 (en) | 2021-04-08 | 2024-10-29 | Quantum Machines | System and method for pulse generation during quantum operations |
| US11671180B2 (en) | 2021-04-28 | 2023-06-06 | Quantum Machines | System and method for communication between quantum controller modules |
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| US12332682B2 (en) | 2021-07-21 | 2025-06-17 | Q.M Technologies Ltd. | System and method for clock synchronization and time transfer between quantum orchestration platform elements |
| US12111352B2 (en) | 2022-01-24 | 2024-10-08 | Quantum Machines | Machine learning for syncing multiple FPGA ports in a quantum system |
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- 1990-07-31 JP JP2202971A patent/JP2940559B2/ja not_active Expired - Fee Related
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- 1991-07-25 US US07/735,909 patent/US5194907A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5194907A (en) | 1993-03-16 |
| JP2940559B2 (ja) | 1999-08-25 |
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