JPS60153681A - Ｆｍ音声信号再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 、本宛明眸、例えば音声信号がＦＭ変調され、映像信号
と共に記録された信号を再生するビデオテープレコーダ
（ＶＴＲ）において、ヘッド切替時Φスイッチングノイ
ズ等を除去する回路に使用して好適なホールド回路に関
する。

背景技術とその問題点 映像信号中の輝度信号を商域側でＦＭ変調すると共に、
クロマ信号を隣接トラック間で周波数インターリーブす
るように低域変換し、む、いにアジマス角の異なる２個
の回転ヘッドを用いてテープ上の傾斜トラックにガート
バンドを置かずに記録することが行われている。

このようなＶ−Ｔ　Ｒにおいて、音声信号の記録は、従
来は固定ヘッドを用いてテープの移送方向に連続したト
ラックに、いわゆるオーディオテープレコーダと同様の
方式で行われていた。

ところが上述のＶＴＲにおいて、記録の＾密度化を進め
た場合に、テープの移送速度は極めて低碑にされ、いわ
ゆる８ミリビデオでは、約１．４ｃｍ／　、ｓ　ｅ、ｃ
にまでされている。このため音声信号の記録において、
固専ヘッドとテープとの相対速度が遅くなり、良好な音
声信号の記録が行えなくなってしまっていた。・ そこで音声信号を、ＦＭ変調された輝度信号と□低域変
換されたクロマ信号との間の帯域でＦＭ変′調□し、映
像（ｎ号に重畳し°ζ傾斜トラックに記録すｈ；：：１
．：：７二、９゜６８　ｉ　！Ｊ　”ｙ’ｔ。４゜糸の
一例を示す。図におい°Ｃ１入力端子（１）からの映像
信号がＡＧＣ′アンプ（２）°、プリエンファシス回路
（３）、クランプ回路（４）を通じてＦＭ変調器（５）
に供給されて例えばシンクチップが４．２ＭＨｚ、ホワ
イトビークが５．４Ｍｌ１ｚとなるようにＦＭ変調され
、たＦＭ輝度信号ＹＦＭが形成される。この信号ＹＦＭ
がバイパスフィルタ（６）を通じて混合器（７）に供給
される。

また入力端子（１）から□の映像４８号がバンドパスフ
ィルタ（８）、プリエンファシス回路（９）を通じて低
域変換回路ａ〔に供給されて副搬送周波数が７４３．４
４ｋＨｚの低域変換クロマ信号ＣＤが形成される。この
信号ＣＤがローパスフィルタ（１１）を通じて混合器（
７）に供給される。

さらに入力端子（１２）からの音声信号がＡＧＣアンプ
（１３）を通じてローパスフィルタ（１４）に供給され
、帯域が１５ｋｔｌｚ以トに制限される。この信号がノ
イズ・リダクション用のエンコーダ（１５）に供給され
る。このエンコード信号がリミッタ（１６）を介してＦ
Ｍ変調器（１７）に供給されて、例えば中心周波数が１
．５Ｍ１ｌｚのＦＭ音声偵、号ＡＦＭ力５形成される。

この信号ＡＦＭが１．５Ｍ１ｌｚ：ｔ　１００ｋｌｌｚ
のバンドパスフィルタ（１８）を通じて混合器（７）に
供給される。

また回転ヘッドドラム（図示せず）からの回転に同期し
たパルス信号が端子（１９）を通し゛ζマルチプライヤ
（２０）に供給されて４トランクで１周する信□号が形
成される。、。このｔａ号か４周波のバイロフト信号形
成回路（２１）に供給されて、各トラックご薯に約１０
２．５４ｋｌｊｚ　、　、１１８．９５に’ｌｌｚ　、
、　１６５．２１ｋｌｌｚ　。

Ｊ４８．６９ｋＨｚに変化するパイロンＨη号が形成さ
れる。この信号が混合器（７）に供給される。

従って混合器（７）からは、例えは第２図にノ１＜ずよ
うに周波数多重化された記録信号が取り出される。

なおパイロット信号はトランクごとにいずれか１つのみ
が設けられる。

そしてこの記録信号が記録アンプ（２２）を通じて互い
にアジマス角′の異なる回転−翫・ノド（２３ａ）、（
２３ｂ）に供給される。

このようにして映Ｉｌ！信号及び音声信号の記録が行わ
れる。□　゛ さらにこのようにして記録された信号を再生するには例
えば次のよかにされる。

すなわち第３図に治いてミ１転ヘッド（’２’３ａ’　
）、（２３ｂ）の再生信号がそれぞれアンプ（３１ａ）
、（３１ｂ）を通じて取り出される。このアンプ（３１
ａ（３１□ｂ）からめ信号がスイッチ回路（３２）に供
給され、このスイッチ回路゛（３２）が端子（３３）か
らのヘッド切換信号によって制御される。このスイッチ
回路″（３２）からめ信号がバイパスフィルタ（３４）
に供給されてＦＭ輝度信号ＹＦＭが取り出きれ、この信
号がリミッタ（３５＞　、ＦＭ復調器（３６）デエンフ
プシスＵ路（３７）に供給きれて輝度信号が復−される
。またスイッチ回路（３２）からの信号がね一パスフィ
ルタ（３８）に供ｉされそ低域変換クロマ信号ＣＤが取
り出され、この信号が＾域変換回路（３９）、デエンフ
ァ ノドパスフィルタ（４１）に（ｊ（給され゛ζクロマ信
゛号が取り出される。この輝度偵号及ｄクロマ′信号が
混合回路（４２）で混合され°ζ映像信号が形成され一
像出力端子（４３）に出力される。

またスイッチ回路（ｊ２）からの信号が中心周波数が１
．５ＭＨｚのバンドパスフィルタ（４４）に供給されて
ＦＭ音声゛信号ＡｐＨが取り出される。この信号ＡＦＭ
がリミッタ回路’（４５）ヲ通Ｌ；”ｅ’ＦＭｆｊｌｌ
ｉ’ａ）　（４６）に供給されて音声ｔｍ号が復調され
る。この音声（−号がローパスフィルタ（４７）に供給
される。

このローパスフィル夛＜ｃｒ＞からの信号°がスイ・ノ
チレグノイズ除去用の前酒゛ホールド回路（４８）、口
□一パスフィルタ’（４９）′、デエンファシス回路（
’５０）、出力アンプ（５１）を通じ゛ζ音声出力端子
□ またホールド回路（４Ｂ）に供給さ゛れるホールド信号
は、イ舛えば端子（３３）からの第４図Ａにン１＜すよ
うな信号が２逓倍回路（５３）に供給され゛ζ第′４図
Ｂｋ糸ずような切替尖のタイミングを含むバル大信号が
形成される。

すなわち第５図Ａ、Ｂにボずようにアンプ（３１ａ）（
３１ｂ）から再生信号が得られていた場合に、第５図Ｃ
に不ずようにスイッチングが行われると、第５図０に示
すようなスイッチ出力が形成される。

しかしこの場合に、スイッチング信号（第５８！ＪＣ）
とＦＭ音声信号ＡＦＭのキャリアとは非同期であるため
、切替時点においてＦＭ波の位相が不連続となる場合が
有り、復調出力に第５図Ｅに示すようなスイッチングノ
イズが発生する。これによって再生音声信号にはフィー
ルド周波数（６０１１ｚ）及びその面周波が重畳され、
音質に著しい劣化を住じるおそれがある。そこで２逓倍
回路（５３）にて、第５図Ｆに不ずように切替時点を含
むパルス信号が形成され、この期間に前置ホールドを行
うことで第５図Ｇに小すようにノイズを除去するように
し°ζいる。　□ さらにスイッチ回路（３２）からのｈ１号がパイロット
４ｍ号検出回路（５４）に供給されて、４周波のパイロ
ット信号が検出される。この検出信号がトラッキング制
御信号形成回路（５５）に供給され°ζ、各ハイロット
信号のレベルに応じてトラッキング制御信号が形成され
る。この制御１１４号が端子（５６）を通じてサーボ回
路（図示せず）へ供給される。

このようにして映像信号及び音声信号の再生が行われる
。

そしてこの場合に、音声信号がＦＭ変調され°Ｃ映像信
号と共に回転ヘッド記録再生されているので、テープの
移送速度が低速にされても音声信号が劣化するようなこ
とがない。

ところがこの装置におい゛（ＳＦＭＦＭ復調器６）の復
調出力は、ＦＭキャリア周波数の除去、及び音声帯域の
制限のための急峻な減音特性を持つローパスフィルタ（
４７）を通過される。このためスイッチングノイズもロ
ーパスフィルタの過渡応答によって増長され−ｉ’Ｌま
う。

従って前置ホールドを行う期間が長く必要になり、一般
に２０〜３０μｓｅｃないとノイズがマスクできないお
それがあった。一方音質に影響を与えないためには、前
置ホールドはｌＯμｓｅｃ以下であることが望ましく、
従来の方法では前置ホールドに伴うノイズが音質劣化の
一因となっていた。　−これに対して、ＦＭ復調器（４
６）、ローパスフィルタ（４７）を２系統設けて、音声
信号に復調してからスイッチングし′ζ連続波にする方
法も考えられたが、回路規模が２倍になるため、コスト
、実装面積も２倍になるなどし°Ｃ１実川上大きな問題
であった。　パ 発明の目的 本発明はこのような点にかんがみ、簡単・な構成でホー
ルド幅を１０μｓｅｃ以下に押えられるようにしたホー
ルド回路を提供するものである。

発明の概要 本発明は、差動接続された第１、第２′ｏトランジスタ
のエミッタがそれぞれ第１１１第２の定電流源に接続さ
れ、上記第１のトランジスタのベースに信号が人力され
、上記第２のトランジスタのコレクタに交流負萄となる
コンデンサが接続され、上記第２のトランジスタのコレ
クタ出力がそのベースに帰還され°ζフィルタＩＩ！Ｉ
Ｗｓが構成され、上記第２のトランジスタの出力にはハ
イインピーダンス回路が接続されてなり、ホールド動作
時には、スイッチ回路にて上記第１、第２の定電流源の
電流を遮断するごとにより、上記フィルタ回路の動作が
止められるようにしたことを特徴とするホールド回路で
あって、これによれば簡単な構成でボールド幅を１０μ
ｓｅｃ以°トに押えることができる。

実施例 第６図におい°ζ、ｎｐｎ形トランジスタ（６１）、（
６２）のエミッタ間に抵抗ｍ（６３）が設けられると共
に、エミッタがそれぞれ定電流用のトランジスタ（６４
）、（６５）を通じ”ζ接地されて差動構成とされる。

またトランジスタ（６１）のコレクタがカレントミラ゛
−回路（６６）を介してトランジスタ（６２）のコレク
タに接続される。このトランジスタ（６１）のベースに
ＦＭ復調器（４６）からのスイッチングノイズ等を含む
復調信号が供給される。

さらにトランジスタ（６２）のコレクタにコンデンサ（
６７）が接続される。またトランジスタ（６２）・のコ
レクタがトランジスタ（６８）を介してトランジスタ（
６２）のベースに接続されると共に、この接続点が定電
滝川トランジスタ（６９）を通じ゛ζ接地される。

さらに、トランジスタ（６２）のコレクタが、エミッタ
ホロアトランジスタ（７０）、（７１）のダーリントン
接続を通じて出力端子（７２）に接続される。

また、差動構成のｐ　ｆｌ　ｐ形の１−ランジスタ（７
３）、（７４）が設けられ、このエミッタが定電流源（
７５）に接続され、このトランジスタ（７３）のベース
に所定のバイ゛ｒス電圧源（７６）が接続され、トラン
ジスタ（７４）のベースに２週倍回路（５３）からのホ
ールド信号が供給されると共に、このトランジスタ（７
４）のコレクタ電流がカレントミラー用のダイオード（
’／７）を通じ°ζ流され、このダイオード（７７）が
トランジスタ（６４）、（６５）及び（６９）に接続さ
れる。

この回路において、トランジスタ（６１）のベースに供
給される人力をＶ＋ｗ−、）ランジスタ（６２）のベー
スをＶＯＩＪＴ％批抗″ａ（６３）の抵抗値をＲ１、コ
ンデンサ（６７）に流れる信号電流を１８、トランジス
タ（６１）　（６２）のエミッタ抵抗をｒｅとすると、
　・ が成立する。゛ またコンデンサ（６７）に信号電流ｉｇが流れることに
よっ′ζ信号電圧が生じ、これがトランジスタ（６８）
のエミッタホロアによりトランジスタ（６２）のベース
に帰還され、ＶＯＵＴが得られるため、コンデンサ（６
７）の信号電圧は■。ＬＩＴに等しい、従って ■ ＶＯＵＴ　＝　Ｘ　ｉ　ｓ　”　”＋２）ｊωＣ五 但し、Ｃ１はコンデンサ（６７）の 容量値 となる。この１１）、（２）式より、伝達関数Ｈ（ω）
は＝　・・・・（３） ２＋ＪωＣｘ　（Ｒｓ　＋２ｒｅ） となり、カットオフ周波数ωＣが のローパスフィルタとなつ°ζいる。

そし”ζこの回路において、ホールド期間以外では、ト
ランジスタ（７４）に供給されるホールド信号が低電位
で、トランジスタ（７４）がオンし、ダイオード（７７
）に定電流源（１５）からの電流１１が流れる。このた
めカレントミラー接続されたトランジスタ（６４）　（
６５）　（６９）にも電流■１が流れ、上述のローパス
フィルタとしての動作が行ねれる。

これに対してホールド期間では、トランジスタ（７４）
がオフで、ダイオード（７７）には電流が流れなくなる
。このためトランジスタ（６４）　（６５）（６９）に
は電流が流れず、ローパスフィルタとしの動作が行われ
なくなると共に、コンデンサ（６７）には電流１１また
は信号電流１８が流れなくなり、直ｆｉｎの信号電圧で
コンデンサ（６７）にチャージされた電荷はトランジス
タ（７０）のベース電流のみで放電されることになる。

従っ゛Ｃトランジスタ（７０）のベース電流をＩＢｌ、
ホールド期間をＴＨとすると、放電電圧ΔＶは １ となり、これが信号ｌ！比振幅に比べて十分小さい値と
なる様にｘｅｉ、Ｃｔの値を設定することにより、ホー
ルド回路の動作が行われる。

そこでこのホールド回路（６０）が、第７図に示すよう
に、従来のローパスフィルタ（４７）及びホールド回路
（４８）に代えてＦＭ復調ＩＩ（４６）の出力側に設け
られる。そして２週倍回路（５３）からの信号にてこの
ホールド回路（６０）が駆動されるようにされる。

なお上述は音声信号の経路のみボしたが、他は第３図と
同様に構成される。

こうし°Ｃホールドが行なわれるわけであるが、この回
路によれば、ホールド期間ではローパスフィルタとして
動作しないことにより、スイッチングノイズがローパス
フィルタの過渡応答で増長されるごとかなく、ホールド
期間を従来のものより大幅に短縮できる。従ってホール
ド期間を例えばｌＯμｓｅｃ以トとＪ゛るＣとができ、
前置ホールドによる音質劣化を無くすることができる。

さらにこの回路によれば、ローパスフィルタとホールド
回路が一体化されることで回路規模が大幅に削減され、
特にローパスフィルタの時定数とホールド回路のホール
ド用のコンデンサが兼用されて一ケで済むので、外付の
素イ数が減少して実用上の効果は極めζ大きい。

なお上述の例ではトランジスタ（７０）　（７１）のダ
ーリントン接続されたエミッタホロアによつ°ζインピ
ーダンス変換を行っζいるが、ＩＣ化においては、第８
図に示すようにバートン回路を用い°Ｃもよい。

さらに、上述の回路はいわゆるドロップアウトの補償に
も適用できる。その場合には、スイッチ回路（３２）か
らの信号のエンベロープを検出するなどし′ζドロップ
アウトを判別し、その判別期間に前置ホールドを行うよ
うにする。

この場合においても、上述の回路によればホールド期間
が不必要に長くなることがなく、回路規模や外付素子を
削減することができる。

ところがこの場合に、ドロップアウトは長時間におよぶ
ことがあり、またいわゆるピクチャーサーチではその期
間中ドロップアウトと同じ状態になる。そして例えば第
９図Ａに不ずようなドロップアウトがあった場合に、こ
れを第９図Ｂに不ずようなホールド信号でホールドする
と、ΔＶをいかに小さく設計し°ζも放電は少しずつ行
われ、第９図Ｃに示すようにコンデンサ（６７）の端子
電圧は接地電位、あるいは電源電位になっＣしまう。

そしてさらにこの状態からボールドが解除されると、例
えば接地電位にあった端子電圧が一時に信号電位に立ち
一；１がリノイズとなってしまう。また後段にノイズリ
ダクション回路が設けられている場合には、大レベルの
信号が供給されたものとして動作が行われ、この誤動作
によっ”ζ以後長期にわたって出力信号に歪が生じるお
それもある。

そこで上述の回路をドロップアウトの補償に用いる場合
には、第１Ｏ図にノドずようにする。図において、人力
信号はコンデンサ（８１）で直流カットされ゛Ｃトラン
ジスタ（６１）のベースに供給される。

またバイアス電圧源（８２）からの電圧がトランジスタ
（８３）、ダイオード（８４）、抵抗器（８５）及び定
電流源（８６）の回路を通じてトランジスタ（６１）の
ベースにバイアスとして供給される。さらに電圧源（８
２）からの電圧がトランジスタ（８７）のベースに供給
され、トランジスタ（８７）、抵抗器（８８）及び定電
流用のトランジスタ（８９）の回、路を通じてコンデン
サ（ム刀とトランジスタ（７０）のベースとの接続点に
供給される。またトランジスタ（７３）の二ルクタ亀流
が夕゛イオード（９０）を通じて流され、このダイオー
ド（９０）がトランジスタ（８９）に接続される。

この回路にわいζ、ドロップアウトによるホールドが行
われると、トランジスタ（７３）がオンされ、ダイオー
ド（９０）に電流が流され、トランジスタ（８９）に電
流が流される。これによっ′ζコンデンサ（６７）の端
子電圧はトランジスタ（８７）のエミッタ電位に向っ゛
Ｃ変化するようになる。ここでトランジスタ（８７）の
エミッタ電位は信号の直流レベルに等しくなっており、
イ百号は第９図りに示すように変化される。

従ってホールド期間が長期におよんでも、その解除時の
信号の変化は小さくなり、ノイズやノイズリダクション
回路の誤動作による信号歪の生じるおそれがなくなる。

なおこの回路は音声信号をＦＭ変調し、ギャップ幅の広
いヘッドを用い”ζテープの磁性１−の深１−に記録す
るようにしたＶ　Ｔ　Ｒにも適用できる。

発明の効果 本発明によれば、ｉｖ？１ｍな構成でホールド幅を１０
　′ｐ　ｓｅｃ以下に押えることができるようになった
。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第５図は従来の回路の説明のための図、第６図
は本発明の一例の系統図、第７図はその説明のための図
、第８図１〜第１０図は他の例の説明のための図である
。 （６１）、（６２）、（６４）、（６５）、（６８）〜
（７１）はトランジスタ、（６３）は抵抗器、（６７）
はコンデンサ、（７２）は出力端子である。 同　松隈秀盛、パ、１．。 ゛〜ヒ硬゛ 第４図 第５抹Ｉ Ｇｌ＼−ｊ＼−／１λｆ 第６１火１ 第１因

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 差動接続された第１、第２のトランジスタのエミッタが
   それぞれ第１、簿２の定電流源、に接続され、上記第１
   のトランジスタのベースに信号が入力され、上記第２の
   トランジスタのコークタに交流負萄となるコンデンサが
   婢続され、上記第２のトランジスタのコレクタ出力がそ
   のベースに帰還されてフィルタ回路が構成され、上記第
   ２のトランジスタの出力にはハイインピーダンス−路が
   接続されてなり、ホールド動作時には、スイッチ−路に
   ”ζ上記第１、第２の定電流−の電流を遮断することに
   より、上記フィルタ回路の動作が止められるようにした
   ことを特徴とするホールド回路。