JPS60183829A - Ｆｍ受信機用切換ダイバ−シテイ法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は周波数変調（Ｆ、Ｍ）のダイパーシティ受信
機、特に切換えグイパーンティ形のＦＭ放送受信機に関
する。

背景技術 従来の切換えダイパーシティ受信機は、例えば次のもの
に示されるように公知である。すなわち、米国特許第、
２．７　ｊ　’ｇ　７グ／＋＋、同、、２．　ｇ　７、
．２．５乙ｇ号及び以下の論文、す々わち、タケダ（Ｔ
ａｋｅｄａ）竹ニよる［エフエム・マルチパス・ディス
トーションノーイン−オートモビールＯレジーバズ・バ
ズ・ビーン・シダニフィカントリ・リブコル−スト・パ
イ・ア・ニュー・アンテナ・システムＪ　（ＦＭＭｕｌ
ｔｉｐａｔｈ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｉｎ　Ａｕｔｏ
ｍｏｂｉｌｅ　ＲｅｃｅｉｖｅｒｓＨａｓ　Ｂｅｅｎ　
５１ｇｎ１ｆｉｃａｎｔｌｙ　Ｒｅｄｕｃｅｄ　ｂｙ　
ａ　ＮｅｗＡｎｔｅｎｎａ　Ｓｙｓｔｅｍ　）アイイー
イー・トランスアクションズＯオン唾コンシューマ・エ
レクトロニクス（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
　ｏｎ　Ｃｏｎｓｕｍｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）
７９ｇ０年ど月ｖｏ１．　ＣＥ−２ｌｘ　、２乙３〜！
ｚり頁；フィンガ（Ｆｉｎｇｅｒ　）等による［エフエ
ム・レジ−バズ・イン・オートモーピルス：ア働ケース
・フォー・ダイパーシティ・リセプションＪ（ＦＭＲｅ
ｃｅｉｖｅｒｓ　ｉｎ　ＡｕｔｏｍｏｂｉｌＯｓ　：　
Ａ　ｃａｓｅ　ＦｏｒＤｉｖｅｒｓｉｔｙ　Ｒｅｃｅｐ
ｔｉｏｎ　）アイイーイー・トランスアクションズ・オ
ン・グイ−クラ・テクノロジ（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、
　ｏ＋＋　Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ　Ｔｅｃｈｎｏ］ｏｇｙ
　）／り７乙年ど月ｖｏ１．　ＶＴ−，２３ｊ／ｆｒ、
３　７　！；〜ｉｓ頁。これらのダイバー−シティ受信
装置は相離れて、かつ、（または）相異なる偏波をもつ
！個のアンテナを使用している。これらの！イｋ・１の
アンテナの一力はリレー・スイッチによりＦＭ受信桜に
接続され、そのリレー・スイッチは検波され又はタル１
される受信信号の大きさに応答する回路によ逆制御され
る。多くの従来技術の制御回路は受信信号の急速な変化
には感じないので、しばしば最良信号をもつアンテナを
ＦＭ受信機に接続しないことがある。

発明の概要及び目的 この発明の目的は、再発するフェード状態で大いに改善
された受信状態を与える切換えダイパーシティＦＭ受信
機を提供することである。

この発明の他の目的は、アンテナ選択が、集合信号強度
のみではなく、受信信号の妨害レベル（雑音及び歪）に
基づく改良になる切換えダイパーシティＦＭ受信板を提
供することである。

この発明の更に他の目的は、主切換え制御により太いに
決定過程を速めると共に切換えダイパーシティ装置にし
ばしば関連する可聴の過渡成分を最小にするために周波
数選択係号のフェーディングに応答する決定及び切換え
制御手段を含む上述の形式の改良になる切換えダイパー
シテイＦＭ受（Ｓ　＆を提供することである。

この発明の更に他の目的は、点火ノイズ及びアンテナ切
換え助の過渡現象により生じる明白な「フェード」信号
のような、ＦＭ受信枠、へのノクルス入力「フェード」
信号がアンテナ切換操作を行なうのを防止する手段を有
する上述の形式の改良になる決定及び切換え制御手段を
提供することである。

この発明の上記及び他の目的は、信号制限及び周波数弁
別の前に、ＦＭ受信機の信号のピーク・レベルに関連す
る第１の制御信号に応答する決定及び制御回路の使用に
よシ達成される。周波数選択フェーディング、点火ノイ
ズ、雷、アンテナ切換時の過渡現象等により生じるもの
を含む振幅変動の全範囲は上記第１の制御信号に反映さ
れる。

この第１の制御信号は、便宜上、ＦＭ受信機のＩＦ装置
にしばしば使用されるＩＦレベル・メータ駆動回路から
得られる。ＩＦ制限後の受信信号の強度に関連する、決
定及び制御回路用の第２の制御信号を設けてもよい。こ
の第！の制御信号はＦＭ受信機内にしばしば含まれる黙
音制御信号駆動器から得ることができる。アンテナ切換
えのだめの妨害がＦＭ受信機からの可聴出力中で目立つ
前に、この発明の決定及び制御回路が該妨害に応答する
ようにするために、広い周波数範囲の振幅変動に対応す
るレベルをもつ第１の制御信号の使用は、決定及び制御
回路の動作にとって重要である。もし第１，２：２の制
御信号が両方使用される場合は、両者は単一のフェード
制御信号を提供するように組合わされる。所望のプログ
ラム材料が名ばかシのＦＭ形で、多重通路現象から生じ
る。Ｈ（１音及び歪成分が明らかにＡＭ分として出現す
る場合、該単−の制御（８号の発達はＦＭ受信機の前置
検波部で好都合にも達成される。

基準スレッショルド電圧はフェード制御信号との比較の
だめ決定及び制御回路で確立されるフェード制御信号が
７２７４２１秒のオーダの所定時間後に基準スレッショ
ルド電圧以下に留まる場合、フェード制御信号のレベル
が基準スレッショルドレベル電圧以下になる時はいつも
、その後まもなくアンテナ切換え動作が起る。上述の動
作をするためにフェード制御信号が基準スレッショルド
電圧以下に始めて低下する時はいつも決定及び制御回路
は一時的に約７２マイクロ秒の時間機能を停止（不能に
）される（この時間はＦＭ受信機の前置検出インパルス
応答時間よシ幾分長くなるように選定されている）。も
し、その一時的な機能不能時間後に、フェード制御信号
がもはや基準スレッショルド電圧よシ低いレベルには存
在しない場合、アンテナ切換え動作は生じない。この装
置では、基準スレッショルド電圧のレベル以下に一時的
に低下するフェード制御信号を生じさせるに十分な大き
さのフェード信号として出現できる点火雑音のような電
気雑音インパルス信号はアンテナ切換え動作をするのを
防止される。その理由はこの電気雑音インパルスから生
じるフェード制御信号が決定及び制御回路の一時的な機
能不能時間より短かい時間のものであるからである。し
かしながら、よシ長い時間の制御信号の変動を生じさせ
る妨害性の多重通路フェード事象はアンテナ切換え動作
を生じさせない。フェード制御信号が基準スレッショル
ド電圧に達する短時間の時間領域でフィルタ作用又はダ
ート作用を有するこの発明の装置では、ＦＭ信号の完全
な周波数スイクトル範囲にわたる信号成分のフェージン
グに対して迅速に応答することが可能である。時間領域
のフィルタ作用がなければ、フェード制御信号からの高
周波成分の周波数領域のフィルタ作用は電気雑音イン・
ぐルス信号に応答するアンテナ切換動作を防止するため
に必要である。アンテナ切換え動作が電気雑音インパル
スに応答する場合は決定及び制御回路にとって価値ある
、受信信号の質に関する情報は失なわれるからである。

アンテナ切換えが決定及び制御回路の動作によって行な
われる時、決定及び制御回路は再び７．２マイクロ秒の
オーダの短時間一時的に機能を停止されて、基準スレッ
ショルド電圧より低下するフェード制御信号を生じさせ
るに十分きびしい一時的なフェードとして現われるアン
テナ切換時の過渡現象への応答を防止する。一時の機能
不能期間の後、他のフェード信号が存在しない時、フェ
ー　□ド制御信号が基準スレッショルド電圧に復帰する
　□ように、アンテナ切換え過渡現象は十分短かいフェ
ード制御信号を生じさせる。

更に、最初の一時的な機能不能期間後でアンテナ切換え
前にフェード制御信号のレベルにスレッショルド・レベ
ルをリセットするだめの手段が設けられている。それ故
、アンテナ切換えが行なわれるや否や、新しいフェード
制御信号が新しいスレッショルド・レベルに比較される
。この装置では、もし妨害が両アンテナに存在する場合
は第１のアンテナへの切換え戻りが避けられるが、第７
のアンテナでの妨害は第２のアンテナでの妨害よシ大き
い。

本発明はその他の目的および利点と共に添付の図面につ
いてなされた以下の記載によってよシ良（理解される。

しかしガから、ここに含まれる本発明の図示の実施例は
単に例示のだめのものであシ、本発明はそれらに限定さ
れ々い。図面において同様な参照符号は図中同一の部分
に関する。

好適な実施例 第１図を見ると周波数変調（ＦＭ）ダイバーンティ受信
装置が示されている。この装置はＦＭ受信桜７．２を有
ｌ〜、このＦＭＭ信機には１個のアンテナ／乙又は／ど
の一方からＲＦ（ラジオ周波数）スイッチ、２０を介し
紳／りをわたってう、ジオ周波数（ＲＦ）人力信号が供
給される。簡単化のため、単極双投スイッチ、２０が示
されているが、このスイッチは、決定及び制御ユニット
又は回路、２．２からの出力の制御下にＨ２］、２　ｔ
ｔを介してアンテナ／乙又は／♂へ接続されるようにさ
れた可動接点を有シティる。実際、スイッチ、２０は電
子スイッチよりな９、この電子スイッチは両アンテナ間
での切換えを迅速にするためにＰＩＮダイオードの回路
網を有するものでもよい。この発明の切換えダイパーシ
ティ装置に使用されるに適した従来技術のＲＦスイッチ
は公知であるので、これ以上その記載は必要ではない。

従来設泪のものでもよいＦＭ受信樵７．２は、Ｒドスイ
ッチー〇の状態に依存してアンテナ／乙又は／どの／方
からのアンテナ偏分が供給される前端ユニット！乙を有
している。この前端ユニットは、ＦＭＭ送受信機の場合
に、ＦＭ放送バンドのような周波数バンド内で同調し得
る能力を有している。ＲＦＦ増幅器しばしば前端ユニッ
ト！乙のところに設けられる。

前端ユニット！乙からの出力は局部発振器、ミキサ及び
ＩＦＦ増幅器び（又は）リミッタ・ユニット２ｇに供給
される。前端ユニットノ乙からのＲＦ倍信号局部発振器
、ミキサ及びＩ　Ｆ増幅器及び（又は）リミッタ・ユニ
ット、、２ｇのミキサに供給され、そこで、ＲＦ倍信号
局部発振器からの出力と結合される。ミキサ出力は中間
周波（ＩＦ）増幅器及び（又は）リミッタに供給されて
信号増幅及び制限を受ける。所望なら、工Ｆ増幅に続い
て別個のリミッタを使用してもよい。しかしながら、典
型的な仕方として、制限作用はユニット２ｇのＩＦＦ増
幅器び（又は）リミッタ部に含まれるＩＦＦ増幅器より
提供されてユニッ）、２．ｒからのＩＦ信号出力から振
幅変調号を除去する。現在のＦＭ放放送化化機有する局
部発振器は、前端ユニット！乙からの信号出力のＲＦ搬
送周波数と混合される時、ＩＦＦ増幅器び（又は）リミ
ッタにより増幅される／　０．７１１４（ｚのＩＦ倍信
号発生されるような周波数で動作する。ＲＦ信号入力が
十分強い場合は、一定振幅で７０．７　Ｍｌ（ｚに中心
をもつ強いＩＦ倍信号ユニット２ｇの出力に発生される
。ＩＦ倍信号周波数弁別器又は検波器３０に送られて復
調される。周波数検波器３０は周波数変調の７°ログラ
ム材料に応答して可聴振幅変調（ＡＭ）信号を生じ、こ
の信号は次に可聴増幅器３２により増幅される。可聴増
幅器３２からの可聴信号出力はスピーカ３グに接続され
るものとして示しである。

アンテナ切換え制御用の決定及び１１：ｊ御ユニット、
２．２は線≠０．≠！を介して検出回路３乙、３ｇから
それぞれ供給される２つの異なる入力信号に応答する。

一方の検出回路３乙は、制限前にＩＦ倍信号応答して受
信信号の振幅に関連する出力を生じるＩＦピーク・レベ
ル検出器を有する。この出力は、前記の入力信号の周波
数範囲にわたり広範囲の入力信号レベルにわたって多重
通路フェージング（周波数選択フェージングを含む）に
より発生される振幅変化を含む信号レベル変化を反映す
る。ＦＭＭ信機はしばしば、同調メータを最高点まで振
らせることによって受信機の正確な同調を容易に得るよ
うにその同調メータを接続するようにした検出回路を有
している。この「メータ」駆動信号は、もし従来のＦＭ
受信機７．２から得られる場合には線≠０で決定及び制
御回路２２への第１の入力として使用してもよい。明ら
かに、受信機の前端ユニット？ＪのＲＦ倍信号ピーク・
レベルに応答する検出回路はＩＦ倍信号応答する検出回
路３乙の代シに使用することもできる。いずれにしても
、広い振幅及び周波数範囲にわんシ入力信号レベルをあ
る程度得るためには、この人カ信号しヘ゛ルはその信号
制限及び復調前に検出されなければならない。入力信号
の動的範囲は非常に太きく、「メータ」駆動回路は入力
信号の振幅にほぼ対数的に関連する出力を提供する。も
し、例えば、／　ＯｄＢの信号振幅変化が「メータ」駆
動信号に／ボルトの変化を生じさせる場合は、２０ｄＢ
の変化が乙ボルトの変化を生じさせる。きびしいフェー
ドの典型は最大３０　ｄＢのオーダでアリ、それによっ
て検出回路３乙からの出力に約３ゲルトの変化を生じさ
せる。

他の検出回路３ｇは制限後しかし検出前に受信信号に応
答し、第１図では、検出回路３ｇへの入力は局部発振器
、ミキサ及びＩＦ増幅器及び（又は）リミッタ・ユニッ
ト、２ｇから得られる出方に接続されるように示しであ
る。レベル検出器及び駆動器を有する検出回路３ｇは、
ＩＦ倍信号ＩＦリミッタの制限レベルより低下した時に
のみ有用彦振幅変動をする出力を生じる。従って、弱い
信号のみの変動が検出される。まだ、信号レベルが所定
レベルよシ低下する時にＦＭ受信機を沈黙させるだめの
信号沈黙回路に使用するため回路３ｇのような検出回路
をＦＭ受信機はしばしば有している。この「沈黙」制御
信号は、もし従来のＦＭ受信機／２から得られるなら線
≠２で決定及び制御回路、２２への第！の入力とじて使
用することもできる。従って、検出回路３どの使用によ
りフェード制御測定の動的範囲は低レベルの信号入力ま
で広げられるということが理解される。「メータ」駆動
信号の範囲は普通＆　ｊ　ｄＢの入力信号範囲に及び、
「沈黙」出力信号はその人力信号範囲の下端に更に大体
２３　ｄＢを加えることになる。カリフォルニア州すン
タクジラのナショナル・セミコンダクタ・コー、Ｉ？レ
ーション製で、ＩＦ増幅器、検波器及び可聴増幅器を有
し、そしてＩＦ♂−り・レベル及び沈黙制御信号出力を
生じる。ＬＭ３０ｇりと命名された集積回路がＦＭ受信
機７．２に使用できる。この場合、この受信機からのメ
ータ駆動及び沈黙制御信号出力は、この発明の決定及び
制御回路２２６人力として供給できる。

以下に明らかに々るように、「メータ」及び「沈黙」信
号は決定及び制御回路で結合されて合成制御信号となる
。この合成制御信号は、ＦＭ受信機の出力に可聴の妨害
を生じる多重通路フェージングのために、入力信号の振
幅変動を広い動的範囲にわだシ提供する。しかしながら
、このフェード情報は、例えば別個のチップを有する受
信機へ加えられる他の回路から得ることができるが、「
メータ」及び「沈黙」信号源をもつ受信機の使用は必要
でない。従って、容易に得られる「メータ」及び「沈黙
」信号の使用は単に都合の問題であり、この発明はこれ
らの信号の使用に限定されるものではない。

フェードの特徴 移動ＦＭ放送受信における多重通路フェージングは受信
機に近い反射屈折物から生じ、そして広く角度をなして
分散される多数の電波の和から大部分は生じる。それ故
、選択したアンテナに到達するその多くの電波にはかな
シの通路長の差がある。いわゆる高速フェージングは上
記の反射及び屈折か存在する領域を輸送手段が移動する
時に生じる。フェードの速さは輸送手段の速度に依存し
、信号変動は移動波長よシ短かい範囲内で準周期的に生
じる。

いわゆる低速フェージングは、大体多くの何重もの波長
にわたって起シ、そして、選択した受信器アンテナに到
達する信号の相対的々位相差に影−シする地勢の形状及
び環境の一般的性質の変化に起因する。以下に明らかに
なるが、この決定及び制御回路、２２は以上の低速フェ
ージングには応答しない。その理由は検出回路からの出
力の決定及び制御回路２２への結合に使用される交流結
合のためである。

多重通路フェーゾングの他の形又は態様である尚波数選
４ＲフェーノングはＦＭ放送の場合の現象に実質的に影
響をＪジえる。伝送が狭帯域である場合には、フエ−１
゛は第２Ａ図に見られるように、空間に鋭く画定された
如く示される。そこで、未変調搬送波のイへ号レベルは
多重通路フェードが存在する場合に示される。しかしな
から、ＦＭ放送は広帯域（搬送波に夕・」シ±７　！；
　ｋＨｚ　）であり、一般の場合のように、多重通路電
波か実質的に異なる時間遅れの通路を通って到達する場
合、搬送波から遠く離れた周波数の最大フェード点は空
間的に分布される。第２Ｂ図に見られるように、フェー
ド点の代りに、フェードは波長の大部分にわたり容易に
拡がるフェード領域となる。プログラノ・材料がチャン
ネルの全帯域幅を利用する時、移動受信機の受信が関す
る限り、潜在性の多重通路干渉Ｃ−空間的にしかも機能
停止時間において拡大される。

上述のように、この周波数ｆ択フェーノングはゾログラ
ム次第であり、そしてＦＭ変調から生じる。従って、選
択フェー・ソングは、受信機を４−０持する運搬手段が
移動の有無にかかわらず生じに４ｆるものでマイクロ秒
範囲で受信に悪影響を力え得る。

それは、受信機出力に聞かれる実際の多重通路妨害の大
部分の原因であり、普通は」二連の高速強度のフェード
と一致する。周波数選択フェードの高１Ｎ波分は数百ｋ
Ｈｚ　ｉで拡がり、この発明の決定及び制御ユニッｌ−
，２ｊ　Ｎ六高１＾Ｊ波フェード信号成分の存在の場合
に迅速なアンチツー切換°えを容易に行なう／ζめに、
その高周波フェード信号成分に応答するようになってい
る。

周波数選択フェーゾングの以上の特徴の実際の態様では
、ＦＭ放送グイバーンティ受信機の両方のアンブナ／乙
、７ｇからの信号が同時にくずれる時間がかなり増大す
る。その理由は信号妨害が運搬手段の移動とプログラム
の内容に依存するからである。（狭帯域ＦＭ放送の場合
、プログラムの内容による妨害は、使用される狭周波帯
域のために最小である。）このことは、たとえＦＭ放送
ダイパーシティ受信機の２個のアンテナ／乙。

７ｇか、例えば、異なる偏波又は角度のだめに、及び（
又は）ｊ名馬に分離されるだめにアンテナ応答に相違が
あっても、そうなる。この発明の決定及び制御ユニット
、２．２の場合、妨害の少ない方のアンテナは、アンテ
ナ間で繰返し切換えをぜずに、そして最小数のアンテナ
切換え動作で選はれる。

以下に明らかになるように、アンテナ切換え動作が開始
されるスレッショルド電圧は、アンテナ切換え動作後よ
りもむしろアンテナ切換え前に開始され、それによって
最初のアンテナへの切換え戻しｄ：、両アンテナからの
信号がくずれても生ぜず、装置が切換えられて接続され
るアンテナでの妨害は受（８機が切換えられて離される
アンテナでの最大妨害より小さい。

決定及び制御ユニット（回路） 第３図には決定及び制御ユニット（又は回路）、２．．
２がより詳細に示されている。このユニットは、検出回
路３乙、３ｇからの出力が紛グ０．ＩＩ−，２をそれぞ
れ介して供給される演算増幅器（オペアンプ）オ０を有
する。検出回路３乙から線グ。を通るＩＦピーク・レベ
ル（又は「メータ」）信号は結合コンデンサｊｌＡ及び
抵抗５乙を介してオにアンｆ！ｉ′０の反転入力（−）
に接続されている。結合コンデンサｔｇはむシ出回路３
乙がらオペアンプ０ｊ０の反転入力へのフェード信号の
交流結合を行なう。

検出回路３ｇから線グ２を通るＩＰレベル（又は「沈黙
Ｊ〕イＭ号は直列の抵抗ｊｇと結合コンテ゛ンザ乙０を
介してオペアンプｊｏの非反転入力点（−１−）に接続
されている。フェードは航“グ。において電圧減衰とし
て現われるが、もしフェードがＱ＋ぷい場合Ｎ’、　＋
＆！　４’　、、２において電圧増加として現われる。

フェード信号（複数）はオにアンプ！。で結合されＪＱ
幅され、そこでフェードはオペアンプ０出力 直流入力信号のレベルはオペアンプｏｊｏの非反転入力
点（±）を直列抵抗乙グを介して直流の定電圧源に接続
することにょジオにアンプｊθの非反転入力点（＋）の
ところで確立される。第３図でＶＮとして識別される直
流電圧レベルは、分圧抵抗乙乙とるどの接続点に抵抗乙
≠を接続し、該分圧抵抗を調節直流源と接地点間に接続
することによって得られる。ツェナー・ダイオード７０
は分圧抵抗乙乙、Ｚｇ用に調節直流レベルｖ、、を設定
する。ツェナー・ダイオード７０は電圧降下抵抗７２を
介して直流電圧源Ｖ＋に接続されている。直列抵抗７≠
、分路抵抗７乙、７ｇを有するフィルタ回路網は決定及
び制御ユニットを直流電圧源Ｖ＋に接続された他の回路
から切Ｐ＋＋Ｃす。フェード信号のオペアンｆ３０への
交流結合のため、調整電源からオペアンプ０ｊＯの非反
転入力（＋）に加えられた直流電圧ＶＮは反転入力点（
−）とオペアンプ出力点ｔノへまた現れる。これにより
決定及び制御回路へのフェード制御入力信号が存在しな
い場合に公称制御電圧が確立される。

上述のように、■Ｆレベル又は「沈黙」信号は抵抗タト
、コンデンサ乙０を介してオペアンプｊＯへ結合される
。コンデンサ乙Ｏと関連して抵抗ｊｇ、乙≠によシ設定
されるＩＦレベル信号に関する低周波カットオフは比較
的高い周波数のところに確立される。この手段により（
おそらく受信機の他の回路機能によって導入される）低
周波信号成分は「沈黙」制御信号から除かれ、−力、強
い多重通路フェード及び雑音から生じる雑音及び歪を表
わす高い周波数はオペアンプｊＯの入力に送られる。上
述のように、本装置の動作に必要なフェード制御情報の
多くは検出回路３乙から得られる「メータ」回路に含ま
れ、「沈黙」制御信号出力は、本装置が動作する入力信
号範囲を拡げるためにオペアンプｊＯの「メータ」回路
出力と結合される。所望なら、本装置は「沈黙」制御信
号を使用せずに動作できるが、その場合、決定及び制御
回路が動作する入力信号範囲は「メータ」制御信号出力
により規定される範囲に制限される。

また、上述のように、入力信号の全動的範囲にわたって
動作可能な単一の信号検出回路が「メータ」及び「沈黙
」制御信号出力の代シに使用されてもよい。上述のよう
に、これらの信号出力は、これらの信号出力を発する受
信機が現在入手できるので、便宜上使用される。

帰還抵抗ｇノはオペアンプｊＯの出力点乙！と反転入力
点（−）との間に接続されている。この抵抗は抵抗ｔｇ
と協働して、制御信号の変動に関するオ硬アン′ｊ″ｊ
Ｏの利得を、「メータ」回路要素としての抵抗ｇ、２と
！乙の比に、そして、「沈黙」回路要素としての抵抗ｆ
２とｊ乙の比＋／に設定する。しかしながら、それによ
シ規定される利得値は、一層広い動的範囲の「メータ」
回路範囲を与えられるゲイン値に対し「沈黙」回路要素
にとっては余りに高い。抵抗ｓｇと６弘は、非反転入力
に存在する「沈黙」回路変動の大きさを所望の範囲に減
少させる分圧器を有している。オペアンプｊＯの負荷抵
抗ｇ≠はオペアンプ出力点と接地間に接続されている。

オペアンプｊＯからの出力乙ノに存在するフェード信号
は抵抗ｇ乙を介して第２のオペアンブタ０の非反転入力
点（＋）に結合されている。公称基準スレッショルド電
圧ｖＴは、抵抗９ノとタグを介して（ゼナーダイオード
７０によって確立される）調整直流電圧ｖ２へ反転入力
点（−）を接続することによりオペアンプ９０の反転入
力点（−）へ供給される。抵抗タコはオペアンプ９０の
保護のだめの電流制限抵抗として機能する。直列接続□
のコンデンサタ乙と抵抗り７は抵抗９２とタグ間の接続
点と接地点間に接続され、コンデンサ９乙は抵抗タグと
９７を介して基準スレッショルド電圧レベルＶＴ′！ｌ
：で充電される。オペアンプ９０１ｄ、ホぼ無限大の入
力インピーダンスを有するので、コンデンサタ乙の基準
スレッショルド電圧ＶＴはまたオペアンプ９０の反転入
力点（−）に現われる。

オヘアンフ０９０の負荷抵抗りｇはオペアンブタ０の出
力端子１００と接地点間に設けられている。

常態では、オ波アン７°９０の非反転入力点（＋）にお
けるフェード信号が基準スレッショルド値Ｖ。

を超えない限シ、オペアンプ９ｏからの出力は低い（Ｌ
Ｏ）。第３図で、安定状態の電圧条件は表現ＨＩ及びＬ
Ｏを使用して示される。ここでＨＩはＶ＋にほぼ等しい
電圧を示し、Ｌｏは接地電位にほぼ等しい電圧を示す。

オペアンブタ０の非反転入力点（＋）におけるフェード
信号レベルが反転人力点（−）における基準スレノシゴ
ルド電圧■アを超えると、オペアンプ７０からの出力は
Ｌ　Ｏレベルより高くなる。上述の動作条件下でオペア
ンプ９０は比較器として機能し、その出力はフェード人
力信号が基晃スレッショルド電圧レベルを超える時にの
みＬ　Ｏ状態より高くなる。

１１に例示のためだけであるが、放りボルトの電圧■２
かツェナーダイオード７０により確立され、分圧器抵抗
４乙と乙とがグアボルトの公称電圧ｖＮを提供するよう
に選ばれていると仮定する。この４Ｉ！、９ボルトの電
圧レベルｖＮは抵抗乙ｊを介してオにアンプｊＯの非反
転入力点（＋）に加えられ、そして上述のように、フェ
ード制御信号人力が存在しない場合、同じ４４Ｌ？ボル
トのレベルかオペアンプｊＯの反転入力点（−）と出力
点乙！に現われる。オぜアン−）”３０からの電圧出力
ＶＮは抵抗ｇ乙を介してオ被アン７°り０の非反転入力
点（＋）に結合されてそこに４４タポルトの電圧レベル
を確立する。コンデンサタ乙が放電状態にあると、５、
　ｔＩＬデルトのツェナーダイオード電圧Ｖ２はオペア
ンプ９０の反転入力（−）に加えられ、それにより０．
タボルトの電圧差がオイアンゾタ００人力に提供される
。この場合、（オにアンプｊ０の出力から）オイアンプ
タθの非反転入力（＋）における０、　５　、ｔｒルト
の電圧増加が、オにアンプ０り０の出力がＬＯ状態から
切換わるために必要である。

常態では、決定及び制御ユニットの入力≠０における「
メータ」フェード制御信号の直流レベルは、受信信号の
強度に依存して約零（０）ボルトからｊボルトにわたる
。受信信号が強くなれば「メータ」信号はそれだけ高く
なる。「メータ」及び「沈黙」フェード制御信号は結合
コンデンサ３グ、乙０を介して決定及び制御ユニットへ
交流結合されるので、「メータ」及び「沈黙」フェード
制御信号の直流分はオペアンプｊＯの入力からしゃ断さ
れる。それ故、決定及び制御ユニットへの入力信号の直
流レベルに関係なく、定常入力信号状態でオペアンプ９
０の反転及び非反転入力点間の電圧差は図示で０．ｊボ
ルトである”Ｚ　”Ｈに等しい。従って、オペアンプｊ
０に０．ｊボルト又はこれ以上の出力を牛じさせる信号
妨害が、オペアンプ９０の出力が」二月し始めるために
必要であるということがわかる。ここで明らかにするが
、オペアンプ９０がＬ　Ｏの定常状態より高くなる時は
いつもコンデンザタ乙は充電されて、フェード制御（ｉ
ｊ号に反映される人力信号妨害に関連する量だケ基準ス
レッンヨルド電圧ＶＴのレベルを高くする。

オ々アンプ９０からの出力は数個の回路に供給される。

その一つは単安定フリップ・フロップ０１０．２のＳＥ
Ｔ人力である。第３図でわかるように、オペアンプ９０
の出力端子１００は、分路抵抗１０乙とコンデンサ１０
ｇと直列に抵抗１０１１−を介して単安定フリップ・フ
ロップ７０）のＳＥＴ入力に接続されている。抵抗１０
ｔと７０乙は抵抗／１０を有する分圧器網に含まれる。

この分圧器網は高電圧■４−母線とオペアンプ７０の出
力点との間に接続されている。定常状態（オ啄アンブタ
θの出力が１７０）で、単安定フリップ・フロップ１０
２のＳＥＴ入力の電圧はそのトリ力゛・レベル以下であ
る値に確立される。一つの型式の単安定構造では、トリ
が・レベルはｖ、＋／′２に等しい。ことで、分圧器は
単安定フリップ・フロップ１０２のＳＥＴ入力の定常状
態を例えばｏ、４Ｌｖ＋に設定するために使用される。

抵抗１０ＩＩ−は保護のだめに設けられていて、分圧器
の他の抵抗１０乙、／１０に比較して非常に小さい抵抗
値を有している。従って、ＳＥＴ人力においてほぼｏ、
　Ｉｌ−ボルト十の全電圧がコンデンサ１０ｇによシ蓄
えられる。オ硬アンシフ０からの出力がスレッショルド
・レベルヲ超よるフェード信号人力に応答して上昇する
と、出力電圧はＳＥＴ人力に送られ、それによってオペ
アンプ０９０の出力の先端で単安定フリップ・フロップ
７０．２をトリガする。抵抗１０乙−コンデンサ／　Ｏ
ｇ　ノＲ’２−Ｖｌはオペアンプ９０の出力電圧の上昇
に比較して長いが、以下に記載するように、単安定フリ
ップ・フロップ１０，２により決められる／２マイクロ
秒のダート期間に比較しては短かい。

定常状態では、単安定フリップ・フロップ１０２のＱ出
力はＬＯで、ｉ出力はＨＩである。単安定フリップ・フ
ロップ７０．２がトリガされると、Ｑ出力はＬＯ，Ｑ出
力はＨＩとなる。単安定クリップ・フロップ１０．２の
出力が切換えられる時間は、そのＲＥＳＥＴ端子へのＱ
出力の接続部に含まれるＲ　Ｃ回路網によシ設定される
。第３図でわかるように、単安定フリップ・フロップ７
０．２のＱ出力は直列接続のタイミング抵抗／／、２と
コンデンサ／／りを介して接地され、これらの抵抗とコ
ンデンサ間の接地点はＲＥＳＥＴ端子に接続されている
。

Ｑ出力がＨＩとなると、コンデンサ７２ノは抵］元／／
２を介して充電され、そして、コンデンサ電圧が■、ノ
！に達すると、単安定フリップ・フロップ１０２は安定
状態ヘリセットされる。上記のＲＣ回路網はより設定さ
れる時定数は、検出回路３乙からの「メータ」制御信号
出力に反映されるように（第１図参照）、受信機／２の
インパルス応答時間を幾分超えるように単安定クリップ
・７０ツゾ１０２の時間期間を決める。この選択された
時間期間は例えばｊ〜２０マイクロ秒にわたるものでも
よいが、約７２マイクロ秒の時間期間が代表的である。

ダイオード／／乙はタイミング抵抗／／！と並列に設け
られ、それにより単安定フリップ・フリップ１０．：２
の出力の終にコンデンサ／／≠は順方向バイアスとなる
ダイオード／／乙を介して直ちに放電されてＬＯのＱ出
力となる。

単安定フリップ・フリップ’／　０．２からの回出カは
ダイオード／／とを介してオペアンプ９ｏの非反転入力
点（」−）に接続されている。ＱがＨＩの定常状態では
、ダイオード／／トは逆バイアスされて単安定フリップ
・フロップ１０２のＱ出力がらオペアンブタ０の（＋）
入力点を有効に切離す。

単安定クリップ・フロップ１０２がトリガされる１１ｙ
はいつも、互はＨＩからＬＯになシ、ダイオード／／ト
は順方向にバイアスされ、そのときオペアンブタ０の非
反転入力点（＋）は互におけるＬＯ出力レベルにクラン
プされる。オペアンブタ０はトリガ゛状態で単安定フリ
ップ・フロッグ１０２からの回出カによって実質的にケ
゛−ト・オフされるということが知られる。オペアンプ
ｊＯの出力をオペアンプ９０へ結合する抵抗と乙もオペ
アンブタＯ２り０を隔離して単安定フリップ・フロッゾ
／θノにょシ決められるデート期間中にオぜアンブタ０
の入力点（＋）がＬＯになることを許し、フェード制御
信号はオＲアンプｊ０からの低インピーダンス出方点で
得られることになる。オにアンプ９ｏへのケ゛−ト制御
信号が約／！マイクロ秒間に終ると、オペアンプｊ。

からのフェード信−号出カはオにアンブタ０、の非反転
入力点（＋）に直ちに加えられる。

単安定クリップ・フロップ１０２のＳＥＴ入方点はダイ
オード／２θを介してコンデンサｉ、、２．：ｚに接続
されている。定常状態では、コンデンサ／レノは抵抗／
２≠を介して■１母線への接続によ！１１１１■電圧１
で充電される。コンデノナ／ツノの充電状態では、ダイ
オード７．２０は逆バイアスされ、それによって単安定
クリップ・フリップ０１０２のＳＥＴ入力点からコンデ
ンサ７．２２を有効に切離す。

これにより単安定クリップ・フロップ１０２の上述のＳ
ＥＴ入力点トリがかできる。

単安定フリップ・フリップ１０２の司出カはダイオ−ト
ン、２乙と抵抗７．２ｇを介してコンデンサ７２．２に
接続されている。司がＨＩの定常状態では、ダイオード
／ノ乙は逆バイアスされ、それによってＱ出力をコンデ
ンサ７２ノから有効に切離す。トリノｆが起り、ＱがＬ
Ｏとなると、ダイオード７．２乙は順方向にバイアスさ
れ、そこでコンデンサ／、２２は抵玩／２．！ｉ＞とダ
イオード７．２乙を介して放電する。抵抗７２ｇはコン
デンサ７２．２から単安定クリップ・フロラｆ７０．２
のす出力への入力電流の流れをす出力に受け入れられる
値に制限する。抵抗／！トとコンデンサ／！２のＲ−Ｃ
時定数は、７２マイクロ秒の時間ケ゛−ト期間中にコン
デンサ７．２２がＬＯ状態まで放電できるように選ばれ
ている。

コンデンサ／２２がＬＯ電圧になると、ダイオ−トン、
２ｏは順方向にバイアスされて単安定フリソ式・フロッ
プ７０ノのＳＥＴ入カ点はダイオード！、ｌ！０．／、
２１．の電圧降下の量だけ接地電位よシ幾分高いレベル
にあるＬＯにクランプされる。この状態ではＳＥＴ入カ
点のトリガは生ぜず、この状態は、抵抗ｉｉｏ、／、２
ｔｉｔを介しテＶ＋／２　、！：　ｆｉ　高イ電圧寸で
コンデンサ７２．２が再び充電されるまで維持される。

コンデンサ／２．２の再充電時間はコンデンサ／２．．
２と抵抗／１０．／、２４１の時定数によシセットされ
る。抵抗／１０は、ダイオード７．２０が順方向にバイ
アスされている間だけ充電電流を供給するということが
わかる。この構成でに１、単安定フリップ・フロップ１
０−２が、上述のＳＥＴ入力点トリガか、下記のクロッ
ク入力点トリガにより一度トリガされると、コンデンサ
／２２の充電中、ＳＥＴ入力点の再トリガは約、２００
マイクロ秒の間禁止される。

オはアンプ９０からの出力は寸だ切換モードで動作する
トランジスタ／３０へ供給される。そのオペアンプ出力
は結合抵抗／３！を介してｌ・ランジスタ／３０のベー
ス電極へ接続される。

ｌ・ランジスタ／３０のコレクタは負荷抵抗／３乙■４
−＠線へ接続され、そのトラン・ソスタのエミッタは分
圧抵抗２乙と乙どの接続点へ接続されてｖＮのエミッタ
・バイアス（本装置の定常状態でオペアン−ｙｓｏの非
反転入力点へ加えられるのと同じ公称電圧）を得る。分
路コンデンサ７３ｇはトランジスタ／３０の短かい導通
サイクル中に該エミッタを定常に保つ。

オペアンプ７０の出力電圧がエミッタ・バイアス・レベ
ルよシ」二外する時は常にトランジスタ／３０は導通し
、その時、そのベース−エミッタ接続は順方向にバイア
スされる。結合抵抗７３．２はベース電流を適切に制限
する。常態でＨＴであるそのトランジスタのコレクタは
、単安定クリップ０・フロソノ０１０２のクロック入力
点と、！安定モードで動作するクリップ・フロップ／グ
０のクロック入力点に接続されている。クリップ・クロ
ッｆ／　０．．２と／グ０はトランジスタ／３０の出力
パルスの立」二りスロープで同時にトリガされる。

トランジスタ／３０の定常状態であるカットオフ状態で
は、そのコレクタはＨＩ雷電圧ある。それから、このト
ランジスタが導通すると、そのコレクタ電圧はほぼエミ
ッタ電圧レベルに減少される。それによシ上記の２個の
フリクシ・フロップのクロック電圧はトランジスタ／３
０の導通中十分にｖ＋／ノのレベルより下に下げられる
。しかしながら、」二連のように、これらフリップ・フ
ロップはこのような負ｌＪＦ性波形によってはクロック
されず、代りにトランジスタ／３０がカットオフ状態へ
再び切換えられる（その時、コレクタはＨＩ　Ｔｆｉ圧
状態へ復帰する）時にのみクロックされる。そのコレク
タ電圧は、下記の仕方でスレッショルド・コンデンサ７
乙のスレッショルド・レベルノリセットをオペアンブタ
０が完了する１で低下したままである。

第３図でわかるように、オペアンプ９′０の出力一点は
ダイオード／’１２と抵抗９７を介してスレッショルド
・コンデンサ７乙に接続されている。オペアンｆり０の
出力がＬＯである定常状態では、ダイオード／１Ｌ１２
は逆バイアスされ、スレッショルド・コンデンサ？乙は
オペアンプ０９０の出力から隔離される。オペアンプ５
１′０の出力が高くてダイオード／１ｌＬ−２が導通さ
れると、大充電電流がスレッショルド・コンデンサ９乙
に流れて、オペフェード信号入力中に反映され観測され
た多重通路妨害のピーク値に対応するコンデンサ７乙の
電圧すなわちスレッショルド・レベルをリセットスる。

コンデンサ７乙に発生されたスレッショルド値■７が非
反転入力点（−）のフェード入力信号レベルに達すると
、スレッショルド・コンデンサ９乙の充電は停止する。

この動作は充電時定数を幾分変更する抵抗９７により促
進される（抵抗９７は非常に小さい値のものである）。

上述のように、オはアンプ９０の出力電圧がＬＯ主電圧
復帰すると、トランジスタ／３０のコレクタはＨＩとな
り、正極性クロックツぐルスが単安定クロツノ０・フロ
ップ７０．２と双安定クリップ・フロツノ／≠０のクロ
ック人力点に加えられてこれらをトリガする。

一時的に決定及び制御回路の機能停止（不能化）させる
だめの約７２マイクロ秒のダート制御信号の発生時、及
び単安定クリップ・７０ツブ／θ！のトリガに続く約７
２マイクロ秒の間、単安定クリップ・フロップ７０ノの
ＳＥＴ　）す〃を禁止す入埜ルＩｒ　ＪｊＬ　１７’ｌ
　５？ｌ−ＩＡ＝　ｌ佐１／ｒ　モＩ＋　Ｌ　ｍ　土中
ｊ　Ｉ＋　、、、　チー　”７ロッゾ１０．２の動作は
上述の通りである。

双安定フリップ・フロップ／ｌｌ−０は、クロックされ
ると、ＲＦスイッチ２０の動作によりアンテナ切換えを
させる。フリップ０・フロッグ／’７０（７）ＤＡＴＡ
人力点はトグル・モードで動作させるだめにそこからそ
のｉ出力点に接続されている。フリップ・フロップ／１
１−０がトグルされる度ごとにレベルを変更するＱ、Ｑ
出力はアンテナ／乙、／ｇを切換えるためにＲＦスイッ
チ、２ｏ（第１図）に接続されている。かくして、受信
機７．２に接続されたアンテナはフリップ・フロツｆ／
グ０がトグルされる度ごとに変更される。

「欠陥」スイッチ／４ｔｚはフリップ・フロップ／ｌ１
ｌ−０のＲＥＳＥＴ入力点に接続され、「欠陥」スイッ
チ／／Ｉ−乙を介してＲＥＳＥＴ入カ点は■や母線又は
接地点に接続されるようになっている。常態動作では、
「欠陥」スイッチ／グ乙は図示の位置にあシ、そこでは
ＲＥＳＥＴ入力点は接地されている。■＋に接続される
と、ＲＥＳＥＴ入カ点のＨ１電圧はクロック作用を無効
にし、本装置は２個のアンテナの一つだけで動作するよ
うに設定される。

決定及び制御ユニットの動作 この新規な決定及び制御ユニット（回路）の動作は第４
図に示した波形に関するその記載からよくわかる。この
決定及び制御回路はノつの検出回路３乙、３とから清報
を受けるようになっている。

この検出回路３乙、３ｆの一方３乙は受信信号の制限及
び検波前に受信信号のピーク値に関する出力を発生し、
その他方３ｇは受信信号の制限後だが検出前に受信信号
のレベルに関する出力を発生する。従来技術のＦＭ受信
機に含まれる「メータ」及び「沈黙」駆動回路からの出
力は、この発明の決定及び制御回路への入力として使用
することができる。第３図でわかるように、フェードは
「メータ」駆動信号の電圧減少として現われ、そして、
フェードが大きい場合には、「沈黙」回路信号の増加と
して現われる。これらのフェード信号は結合コンデンサ
ｊ１１−９乙Ｏを介してオ波アンゾｊθに交流結合され
、そこでそれらの信号は組み合わされ増幅されそして、
オペアンｆ！０の出力点に電圧増加として現われる。第
１１−Ａ図で、オペアンブタ０の出力は、アンテナが受
信機に結合される時間と共に示されている。第４図に見
られるように、アンテナ切換えは時間Ｔ７で生じる。任
意に、アンテナ／ｌ）は時間Ｔ　７　ｐｉＪに受信（幾
に接続されたとして示してあり、アンテナ／ｆは時間Ｔ
７での切換後に受信機に接続されると示されている。こ
こで、第４図に画いた波形は、振幅又は時間の一定の割
合では両力・れてぃず単に決定及び制御ユニット、２−
の動作の理解を容易にすることを意図としている。

オにアンプ９０への反転（−）及び非反転（＋）入力は
第４図のＢに示されている。非反転入力（＋）はフェー
ド制御信号出力（第”＋Ａ図〕に対応するが、Ｔ、２と
Ｔｏの間、Ｔ７とＴ１０（０間、及びＴ／３とＴ／３ｒ
の間は除く。これらの期間には非反転入力は単安定フリ
ップ・フロッグ１０２（第≠Ｅ図）の４出カにょシＬｏ
にされ、ＱはＬＯにされて一時的に決定及び制御回路の
動作をフて壬し　Ｗ　ネ　７　イＩ−に゛十−１−−−
ｌ　・　〜信号が反転入力点（−）のスレッショルド・
レベルｖＴよシ低く留まる限シ（この間オペアンシタ。

は比較器として働く）、オペアンプ９ｏの出力（第１Ｉ
−６図）は１，０に留まる。非反転入力点（＋）におけ
る電圧がオペアンプ５ｏ（第’７Ａ図）からのフェード
又は雑音信号出方によって時間Ｔ／に反転入力点（−）
（第４Ｂ図）におけるスレッショルド・レベル以上にな
ると、オペアンブタ。

（第＋Ｃ図）からの出力電圧は電圧レベルＬＯから上外
し始める。この電圧増加は抵抗１ｏｌＩ−、分路抵抗１
０乙、コンデンサ７０ｇを介して単安定７リツゾ・フロ
ッグ１０２（第グＤ図）のＳＥＴ入力に加えられる。

乙ｊ　−２ｉ；ルトのオーダの上昇に続いてＳＥＴ電圧
がＶ＋／２のトリガレベルに達すると、単安定フリップ
・フロラ：７’　／　０　、：２は時間Ｔ２でトリガさ
れる。

ここで、この時にはフリツノ・フロップ１０２のみが（
フリップ・７０ツｆｉｌｌ。ではない）トリがされるこ
とがわかる。フリップ・７０ツゾ１０！、、ｌ　０いｆ
ｆｌ　Ｌ　ＩＩ　−ｈｌ　。４、−　τ　５．　、　７
　、。

ＨｌからＬＯにＴ２とＴ４７−の間の約／−マイクロ秒
の間に移る。互のパルス幅は抵抗／／２とコンデンサ／
／４ＬのＲ−Ｃ時定数によシ決定される。

す出力が低くなると、次の機能が生じる。すなわち、 ／）今順方向バイアスされたダイオード／／ｇを通る導
通によ、！１ｌｌＴ；′（第４４１３図）において続く
７．２マイクロ秒間、オペアンプ９０の非反転入力点（
＋）を互にクランプする。

２）非反転入力電圧は、オペアンプｊθの出力電圧レベ
ルに関係なく、反転入力点（−）のスレッショルド・レ
ベルより下になるので、オペアンプ９０の出力電圧はＴ
、２（第１ＩＣ図）に低へと駆動される。

３）オ浸アンプ９０の出力が再びＬＯの場合、単安定ク
リップ・フロップ１０，２へのＳＥＴ電圧入力は分圧抵
抗１０４１，１０乙、／１０によって設定されるように
約ｏ、ｉ、ｔｖヤに復帰する。

１Ｉ−）（時間Ｔ２からＴ≠までの）／！マイクロ秒の
期間中にコンデンサ／２．２の電荷はグイオード／２乙
、抵抗／、、２とを介して回（ＬＯ）まで放電し、そこ
で第ｇＦ図かられかるように、コンデンサ電圧はＨＩか
らＬＯになる。そして夕）コンデンサ７．２２の電圧が
単安定クリップ・フロップ７０．２のＳＥＴ入力点での
現存電圧より下がるに従って、ダイオード／２０は導通
されてＳＥＴ電圧（第ＦＤ図）はダイオ−トン−２０を
介してコンデンサ７２．２の電圧にクランプされたＬＯ
となる。

約７．２マイクロ秒たって時間Ｔ≠で単安定フリップ・
フロップ１０２はその安定状態に戻り、その時、司出力
はＨＩ（第１１ＬＥ図）となる。オペアンプ２０の非反
転入力点（＋）に加えられたフェード制御電圧へのクラ
ンプは解放され、その電圧は再びオペアンプ！０からの
フェード制御信号出力と等しくなる。上述のシーケンス
を開始した決定及び制御ユニットへの妨害信号が全路る
なら、オペアンブタ０（比較器として機能した）はオフ
のままとなって、その出力はＬＯとなる。一方、もしク
ランプ電圧が非反転入力点（＋）からオにアンブタ０へ
解放される時に妨害信号がまだ終っていない場合には（
又は妨害がクランプ期間に続く数マイクロ秒内に現われ
る場合）、信号は、オはアンプ９０の反転入力点（−）
におけるスレッショルド・レベルよシ高い非反転入力点
における電圧回復によシ明示される。この後者の状態は
時間Ｔグのところを第１／−Ａ、４１Ｂ図に画かれてい
る。

時間Ｔｌｌでクランプ電圧が解放されると、オ波アン７
°ｊ０（第１１ｈ図）からのフェード制御信号出力はオ
ペアンプ０９０への非反転入力点に表わされる。非反転
入力点におけるフェード制御信号は基準スレッショルド
電圧（第＋Ｂ図）を超えるので、オにアン、”　９０か
らの出力は再び上昇する（第≠Ｃ図）。この時、オペア
ンブタ０からの上昇出力電圧はＳＥＴ入力点を介して単
安定フリップ・フロツノ７０．２をトリガすることはな
い。それは、ＳＥＴ入力点はダイオードｉｘｏ＜第’＋
Ｆ図）を介して全放電されるコンデンサ／２２へのその
接続によってＬＯにクランプされるからである。従っ’
［２で単安定フリップ・フロップ７０．２のトリガを起
こしたその値を通って続き、問題はない。

第≠Ｃ図でわかるように、時間ＴＪ−で、オペアンプ９
０の電圧増加はトランジスタ／３０のエミッタの一定の
バイアス・レベルを通る。このバイアス・レベルは単安
定クリップ・フロップ１０２のＳＥＴ　）リガを生じた
レベルより高い。トランジスタ／３０はそれから飽和し
、そのコレクタは直ちにＬＯにされて■Ｖλよシ十分低
いエミッタ・バイアスに近づき、かくして、装置を結果
として生じるクリップ・フロラｆ１０２　、／’ｌ−０
のＣＬＯＣＫトリガの準備をさせる。（第４’ｌ（、≠
１図。）」二連のように、クリップ・フロップ１０２と
／≠０は、Ｖ、、４／−２より低い値からＶ、７／２よ
り高い値までのＬＯからｌ（Ｉへの変化でトリガされる
ので、トランジスタ／３０のコレクタ電圧がｖ＋／２を
通って上昇するまでトリガされない。

オペアン７°りθの出力の電圧上昇はオペアンブタ０の
反転入力点（−）の基準スレッショルド電圧レベルを迅
速に紹身石。この某漁スレッショルド電圧レベルｖＴは
常態ではツェナー・ダイオード７０によって設定される
。時間Ｔ乙でオペアンプ９０がその比較器作用をやめて
ピーク検出器として機能し始めると、ダイオード／ＩＩ
−λは導通されて大充電電流がコンデンサタ乙に流れて
基準スレッショルド電圧レベルをリセットし、オペアン
プ９０の瞬間的な非反転入力（＋）に反映され観察され
た多重通路妨害のピーク値に対応する。反転及び非反転
入力が等しくなった時のみ、コンデンサ９乙の充電が終
る。第≠Ｇ図で、コンデンサタ乙の電荷は、ダイオード
／４’、、２が導通し始める時間Ｔ乙に始まって増加す
るように示されていて、ダイオード／≠ノが非導通状態
へ復帰する時間Ｔ７まで増加し続ける。ダイオード／’
／−２の導通によりコンデンサタ乙の充電を増大させる
とコンデンサ電圧は■２より高くなり、それによって、
オペアンプ９０の反転入力点（−）の基準スレッショル
ド電圧レベル■７を増大させる。基準スレッショルド電
圧レベル■７がツェナーダイオード・レベル■２より高
くなる量は、決定及び制御ユニットへの入力点における
フェード制御信号（複数）の妨害分に反映される、受信
機への入力信号妨害の大きさに関連している。それ故、
各アンテナ切換え動作の場合１、基準スレッショルド電
圧レベル■１は、アンテナ切換え動作を行なった信号妨
害の大きさに関連する量の範囲でコンデンサタ乙の電荷
を増大させることによシリセットされる。第４０図で見
られるように、時間Ｔ７で、コンデンサ９１、は放電し
始めて時間Ｔ／／で定常状態の■２レヘルに達し、この
時、オペアンプ９０の反転（−）及び非反転（＋）入力
点はそれぞれ■２とＶＮに復帰し、上述の説明ではオ啄
アンプ入力間にＯｌｔ　Ｖの電圧差を与える。

オペアンブタ０の出力電圧がＬＯ（第≠図≠Ｃ）に達す
ると、トランジスタ／３０はバイアスされてオフになり
コレクタは直ちにＨＩ（第≠■図の時間Ｔ７）となる。

これにより正極性のクロック・パルスが生じ、このｉ９
ルスは両フリップ・フロップ１０２．／４’０のＣＬＯ
ＣＫ入力点に加えられてそれをトリガする。

上述のように、双安定フリップ・フロップ／≠０の出力
はＲＦスイッチ２０を制御してアンテナ／乙と／と間で
の切換のために使用される。フリップ・フロラｆ／４ｔ
Ｏの状態の変化にょシ代）のアンテナへの切換えが直ち
に（マイクロ秒で）生じ、第’ＡＡ図では、アンテナ／
乙から／ｆへの切換えはフリラグ・フロップ／グ０がＣ
ＬＯＣＫ　！−！Ｊガされる時間Ｔ７に生じることがわ
かる。その瞬間から、決定及び制御ユニッ９−にょシ使
用されるフェード制御信号はアンテナ／どの受信条件か
ら得られる。上述のように、切換え過渡現象はフェード
制御信号中に反映されるかもしれないが、必ずしもそう
ではなく、第１１−Ａ図では、アンテナの切換え動作に
より時間ＴＩとＴ７の間でオペアンプｊＯの出力に妨害
が生じたことを示す。第グＡ図に示したような切換え妨
害の代表的な期間は７０マイクロ秒よシ少ない。切換え
妨害はオペアンブタ０の出力には現われ外い。その理由
は、約７２マイクロ秒の間（時間Ｔ７とＴ１０の間）に
（’ｒ、（１（’Ｍ　２−ｈ　ｌｙ　？−−ｒ　Ｌ　Ｉ
Ｉ　＃　ｙ　＞　ｚ　−ｙ　ｎ　、ｗ　−−ッゾ１０２
からのＬＯの回出力によってその時間、オペアンｆりＯ
の非反転入力点（＋）がＬＯにフランジされるからであ
る。

それから、単安定フリラグ・フロラ７′１０２の最初の
トリカ゛リングに付随する上述の事象のシーケンスが繰
返されるということがわかる。さて、しかしながら、決
定及び制御回路は、アンテナ／ｇによシ情報を供給され
る時、受信機性能のみを正確に反映する制御情報を検出
回路３ｚ、３ｇから供給される。第１１Ａ、７３図から
れかるが、アンテナ／とも妨害を受け、オペアンブタ０
の非反転入力点（＋）は反転入力点（−）の公称基準ス
レッショルＩ−″′電圧レベルｖＴよシ高い。しかしな
がら、切換え時にアンテナ／どの受けた妨害はアンテナ
／２よシ少なかった。これは、時間Ｔ７でのアンテナ７
ｇへの切換え前に最初のアンテナ／乙からの７工−ド制
御信号の測定によって増加された新しいスレッショルド
電圧レベルよシフニード制御電圧が低いという事実にょ
シ示される。

従うて一誌ｔ　ＨＪ［７１：　？ソテ＋和愉４糾訃字　
所ニの妨害が少ない方を好む。

第２のアンテナ／ｇが更に妨害を受けていた場合に、装
置は再びアンテナを切換えるが、これは第２のアンテナ
／ｇにおける妨害レベルを測定し、従って基準スレッシ
ョルド電圧レベルを増加させた後でのみ行なわれる。

多重通路妨害条件は非常に動的なものなので、リセット
基準スレソンヨルド値は維持されない。

リセットスレッショルド電圧は、コンデンサタ乙が抵抗
９’ｌ、り７を介してンエナー・ダイオード値ｖ２まで
放電することによって、公称スレッショルド値へ復帰す
る。例えば０．０７〜０，７秒で公称スレソソヨルド電
圧レベルへのコンデンサ９　ｇ　ノ放電を生じさせる抵
抗（９′≠十７７）−コンデンサ（り乙）の時定数を使
用してもよい。もちろん公称スレッショルド電圧レベル
への復帰に要する時間ハコンデンサタ乙カスレツショル
ド・リセット期間中に公称スレッショルド電圧レベルよ
Ｆ）トれほど高く充電されるかに依存する。第４１−Ｂ
図で基準スレッショルド・レベル■アは時間Ｔ／／で公
称値ｖ２に徘帰したとして示しである。しかし寿から、
妨害レベルがその時存在するスレッショルド・レベル（
すなわち、公称スレッショルド値へのコンデンサタ乙の
放電前のスレッショルド・レベルを超える時はいつも、
スレッショルドのリセット及びアンテナの切換えを伴な
う比較作用が起るということが理解される。

くずれる点火インパルス又は類似の短期間パルス信号を
ケ゛−ト除去するための、この新規な決定及び制御回路
の動作はほぼ時間Ｔ／２で始まるが第７図で示されてい
る。この雑音繋ルスによシ生じたオペアンプｊＯの出力
（第１Ｉ−Ａ図）は時間Ｔ／２（第≠Ｂ図）に基準スレ
ッショルド電圧■７を超えるということが知られる。そ
の結果、オペアン７°９０の出力（第＋Ｃ図）に生じる
増加電圧はフリップ・フロップ１０２のＳＥＴ入力点に
加えられ、そして、そのＳＥＴ電圧が時間Ｔ／３でＶ＋
／２に達するとフリップ・フロップ１０２のトリがリン
グが起る。単安定フリップ・フロップ１０２がトリガさ
れると、時間Ｔ、２でのそのトリガリングで生じたと同
じ上述の事象が起る。すなわち、オペアンプ９０の非反
転入力点（」−）はダイオード／／ｇの導通によってＬ
Ｏにフランジされ（第１Ｉ−Ｂ図）、オペアンプ９０の
出力はＬＯにされ（第≠Ｃ図）、単安定フリップ・フロ
ップ１０，２へのＳＥＴ入力はほぼｏ、ｔ、ｔｖ＋に俊
帰しく第＆Ｄ図）、コンデンサ／２．２の電荷はＨＩか
らＬＯの状態へ放電しく第４Ｆ図）、そして、時間Ｔ／
ｌｌ−で始めて、単安定フリップ０・フロップ１０２の
ＳＥＴ　入力（ｆ、　／７　ｐ図）はコンデンサ７２．
２が放電するに従ってＬＯとなる。

時間Ｔ／ｊで、単安定フリップ・フロップ／θノがその
安定状態へ復帰するとき、オにアン７″９０の非反転入
力点（＋）のフェード制御電圧へのフランツ０は解放さ
れ、その電圧は壕だオペアンプ０ｊ０からのフェード制
御信号出力と等しくなる。

事象のシーケンスを開始した過渡現象（ここでは点火雑
音ｚｅルス）は全長υ、それによって比較器（オペアン
プ９０）はオフのままとなシ、その非反転入力点（＋）
はＬＯとなる。トランジスタ／３０が導通されなかった
ので点火雑音ノヤルスによシアンテナ切換えは行なわれ
なかったということがわかる。オ扱アンーｆ’９０ｃ第
１／ＬＢ図）の出力電圧はトランジスタ／３０のエミッ
タ・ノぐイアスよシ高くはならなかったのでトランジス
タ／３０は導通しなかっだのである。オＲアンブタ０の
出力電圧は、単安定フリップ・フロップ７０．２がオペ
アンプ９０の出力の単安定フリップ・フロップ０１０２
のＳＥＴ人力点への印加により最初にトリガされだから
、トラン・ゾスタ／３０の切換えレベルに達するのを禁
じられた。比較器としてオにアン７０９０の上昇時間は
速いが有限であり、７マイクロ秒当シ数ボルトのオーダ
であシ、一方、単安定フリップ・フロップ１０２の動作
時間は比較的短かく例工ば／　ｊ　Ｏ＋　７秒のオーダ
であるということが知られる。それ故、大きく急勾配の
雑音信号パルスの場合でさえ、トランジスタ／３０が導
通状態へ切換えられる前に単安定フリップ・フロップ７
０ノはオペアンプ９０からのＳＥＴ入力によってトリが
される。

約２００マイクロ秒で（この時間は抵抗／１０と／、２
グを介するコンデンサ／２２の再充電によシ制御される
が）、決定及び制御回路は再び、上述の仕方で別の離隔
・ぐルスを扱う準備をする。

２００マイクロ秒の時間は、この新規なダイパーシティ
受信装置を据付けた輸送手段のエンノンにより発生され
る次の点火パルスまでの時間より一層短かい。

本装置では、点火雑音及び切換時の過渡現象の悪化の影
響は時間領域でケ゛−ト除去される。その結果、機能停
止のこの期間の外では、装置は振幅及び周波数の両方で
多重通路妨害の大きさ全体に応答する。上述のように、
出現した周波数選択フェージングの大きさは受信機の出
力信号中の可聴妨害の大きさに十分一致する。本発明で
は、妨害のピーク・レベルの大きさく集合の信号電力の
フェードの深さではない）は得られ、アンテナ選択は、
集合の信号強度の比較よりもむしろ相対的な妨害レベル
に基づく。

本発明の利点は第５図の観察から一層よくわかる。すな
わち、この図には第１と第２の受信信号がＡＮＴ　−／
とＡＮＴ　−，２として示されている。これらの信号は
例えば受信機の前端からの出力信号を表わし、一方の信
号はアンテナ／乙のような第１のアンテナへの接続によ
り発生され、他方の信刊はアンテナ／ｇのよう々第２の
アンテナへの接続により発生される。第５図で、遠隔の
放送局への同調は時間Ｔ／とＴＪの間に画かれている。

最初に、時間Ｔ／で、両信号は非常に弱いはかシでなく
、受信様が同調していないだめに妨害を受ける。

本決定及び制御回路では、アンテナ（複数）間の迅速な
切換えは時間Ｔ／とＴ、２の間で起るが、受信機は送信
された信号にまず同調される。その理由は両アンテナの
測定された妨害レベルがスレッショルド値を超えるのが
普通だからである。同調が進むに従って、装置は強い方
の信号、ここではＡＮＴ　−／に切換えられたままとな
る。これは、ＡＮＴ　−２へ行くときのレベル・ダウン
の変化がフェードとして（実際フェードであるが）解釈
されるからであり、その時点でアンテナ切換えが起シ、
スレッショルドはリセットされる。交流結合は集合の信
号強度の遅い変化には反応しにくいが、切換えによって
発生する突然の変化は制御信号として、そのレベルが降
下するならフェート％として送られる。

周波数選択フェージングは第５図の時間Ｔ／ｌとＴＪと
の間のＡＮＴ　−／で画かれておシ、この間、ＡＮＴ　
−２の信号は明確のまま残る。ピーク妨害が時間Ｔ　３
　ｆ　現存のスレッショルド−レベルＶを超えるとＡＮ
Ｔ　−２が選択され、スレッショルドはリセットされる
。弱い方の信号への切換えの結果として発生されたフェ
ード信号の強度の変化かりセットされたスレッショルド
・レベルを超えるに十分な大きさのフェード制御信号を
生じない場合は、その弱い方の信号を供給するＡＮＴ　
−，２は選択されたアンテナのままと表る。ＡＮＴ　−
ｊの妨害レベルがスレッショルド電圧ＶＴを超えるに十
分な大きさのフェード制御信号を生じさせる時のみＡＮ
Ｔ−／の強い信号への切換え戻しが生じる。一般に弱い
信号は強い信号よシ傷号妨害を受け易く、それによシ強
い信号の受信が優勢となる。

本装置では、切換え決定は信号妨害の強さに基づき、集
合信号強度にのみ依存するものではない。

第５図で、ＡＮＴ　−／の集合信号強度が時間Ｔ４ｔと
Ｔ乙の間で破線で示されている。集合信号強度の大きさ
にアンテナの切換え決定を置〈従来技術のダイパーシテ
ィ、受信装置では、時間ＴｌとＴ乙の間のＡＮＴ　−／
について第５図で画いたような妨害ではアンテナの切換
え動作は生じない。しかし、上述のように、妨害によシ
しばしば可聴の信号雑音が生じ、その妨害に応答してア
ンテナを切換えることによシ受信はしばしば多いに改善
される。

ＡＮＴ　−ｊについて約／ボルトの、信号強度の比較的
大きな降下が第５図で時間Ｔ乙とＴ７の間に画かれてい
る。「低速フェード」を表わすこの変化によってはアン
テナの切換え動作は生じない。

その理由はオペアンプｊθへの容量結合がオペアンプｊ
Ｏへの入力にこのような変化が反映されるのを防止する
からである。時間Ｔ７とＴりとの間でＡＮＴ　−２での
信号妨害は現存のスレッショルド電圧レベルを超えるピ
ーク対ピーク・レベルに時間Ｔｇで達し、そこでＡＮＴ
　−／へのアンテナ切換えがその時に生じる。それから
、本装置では、弱いが未妨害の受信信号が強いが妨害を
受けた信号のために選択されてもよい。

周波数選択のフェージングはプログラム依存性であるの
で、本装置は妨害を測定することによって輸送手段の移
動に関係なくプログラムの内容に基いてアンテナを切換
えるよう機能する。例えば、アンテナはある場合には楽
節と一致して切換わり、より少ない妨害のアンテナへの
切換えがプログラムの周波数内容と振幅条件の変化と共
に生じるということが発見された。これは輸送手段が駐
車している時に一層明白となる。

この発明は、切換えられたダイパーシティ受信装置と潜
在的により有効な選択性ダイパーシティ受信装置との間
隙をこれら２個の受信装置（又はその前端）を複雑にせ
ずに埋めるに役立つ。よく知られているように、選択性
ダイパー７テイの場合、両アンテナは連続的に盗視され
、より良い信号をもつアンテナが瞬間、瞬間に選択され
る。本ダイパーシティ装貿では、７個のみの受信機が使
用されるので任意の与えられた瞬間には７個のアンテナ
信号のみが盗視されるけれども信号妨害に応答して本装
置６が動作する大速度によシ選択性ダイパーシティ装置
を複製するよう々短かい時間で信号選択が行なわれる。

この発明を制限ぜずに次の表は、移動性ＦＭ放送受信機
に使用するに特に良く適すると発見された図示の実施例
の要素の値をリストするものである。

抵抗　オーム ／、２ｊＹ　、　／３乙、７．２　／Ｋｊ乙、乙ｔ　／
夕に ３ｇ　、　ｇ２　４’７に ６乙　≠７０に 乙と１ｇ≠、りｇ、１ｏ４ｔ−、≠７Ｋｇ乙、９１．／
３．！ ７≠　３３ ９≠　３３０に ９７　／　ｊ ／１０．／／ノ　／　、２０　Ｋ ７．２≠　≠７０に １０乙　１２に ３−≠、乙乙’　０．０／ ７乙　！２０ ７ｇ、り乙　０．／ ｉｏｇ　ｏ、ｏｏｏｏ≠７ ／　／　≠　０゜００θ／ ／、２．２　０．００．２．２ ７３ｇ　乙６　ｇ ７０　タ／Ｉ−Ｖツェナー ／　／　乙　、７７ｇ、　７Ｎ／ｌ−／４Ｌ−Ｉ／、２
０．／、２乙 オペアンプ　型 夕Ｑ　、９Ｑ　Ｃｋ３．２’１−０ （，２重　オペアンプ） フリラフ０・フロップ　ニ ／、２０．／’１０　ＣＡｌｌ０／３Ｂ（２重ユニット
） ｌ・ランジスタ　エ フ３０　．２Ｎ３９０１１ この発明は特許法規の要件に従って詳述されだが種々の
変形及び変更が当業者には示唆されよう。

明らかに、フェード制御信号がスレッショルド電圧を最
初に超える時及び切換え動作の発生時にアンテナ切換え
動作を一時的に防止する数多くの異なる方法は当業者に
明らかであろう。まだ、２個より多くのアンテナ間での
切換えが可能であることは明らかである。更に、「メー
タ」駆動回路から得られる単一のフェード制御信号での
動作が、「沈黙」制御１駆動器からの久方を要せずに、
考慮されている。更に、上述のように、広範囲の周波数
及び振幅にわたって受信信号中に妨害を反映する決定及
び制御ユニットにフェード制御信号入方を提供する場合
に使用されるよう本装置では独立の検出回路を使用して
もよい。上述及び他の変化及び変形は前述の特許請求の
範囲に記載した本発明の思想及び範囲内に入るものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を具体化した決定及び制御回路を有する
ＦＭダイパーシティ受信器のブロック線図； 第、２　Ａ、　、　、２　Ｂ図は、周波数選択性の多重
通路フェージングが存在する場合の未変調搬送波及びプ
ログラム変調の信号のそれぞれの場合の受信信号の強度
対距離のプロットであシ； 第３図は本発明を具体化する決定及び制御回路の略図で
あシ； 第１７−Ａ−７Ｉ図は決定及び制御回路の動作の説明に
使用される該決定及び制御回路における種々の点におけ
る信号振幅対時間のノ０ロットであシ：第ｊ図は本発明
の動作及び利点の説明に使用される第１と第一の受信信
号の７０ロツトである。 ／２・・・ＦＭ受信機、／Ａ、／Ｉ・・・アンテナ。 ７０．２・・・単安定フリップ・フロップ、／グ０・・
・双安定フリップ・フロップ。 ＦＩＧ−２Ａ　ＦＩＧ−２Ｂ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　少なくともノ個のアンテナ、この−力のアンテ
   ナから他方のアンテナへＦＭダイパーシティ受イＪ）装
   置を切換えるだめのアンテナ切換え手段、受信したＦＭ
   信号の振幅に関するフェード制御信号を発するだめの検
   出手段、この検出手段からのフェード制御信号に応答し
   て前記アンテナ切換え手段の制御のアンテナ切換え信号
   を発生するだめの決定及び制御手段を有し、周波数選択
   フェーシングのような受信信号中の多重通路妨害及び点
   火雑音信号を含む受信の電気雑音イン・ぐルスのような
   非多重通路妨害か前記フェード制御信号中に現わされる
   ようにしたＦＭダイパーシティ受信装置において、前記
   決定及び制御手段が、 スレッショルド電圧を確立するだめの手段、及び 点火雑音信号を含む電気雑音インパルスにより発生され
   た短期間の妨害に応答するアンテナ切換えを防止するた
   めに前記スレッショルド電圧を前記フェード制御信号中
   に現われる妨害の大きさに比較してこの妨害が始めて前
   記スレッショルド電圧を超える時にある時間一時的にア
   ンテナ切換え動作を不能にするだめの手段を有すること
   を特徴とするＦＭダイパーシティ受信装置。 （２）　前記決定及び制御手段か、 前記の瞬間的にアンテナ切換え動作を不能にする時間に
   直ぐ続いて前記フェード制御信号中に明示された妨害が
   前記スレッショルド電圧レベルを超える時はいつも前記
   不能にする時間に続くアンテナ切換え信号を発生する手
   段を有し、前記明示された妨害が前記不能にする時間の
   終に前記スレッショルド電圧より低い時にはアンテナ切
   換え信号が発生されないことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項に記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 （３）前記決定及び制御手段が、 前記アンテナ切換え動作中に発生される切換え過渡現象
   に応答するアンテナ切換えを防止するためにアンテナ切
   換え動作に続く短かい期間に再びアンテナ切換え動作を
   不能にするだめの手段を有することを特徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 （４）前記決定及び制御手段が、 アンテナ切換え動作の直前に前記フェード制御信号中に
   現わされた妨害の大きさに関連するレベルへ前記スレッ
   ショルド電圧をリセットするだめの手段を有し、それに
   より、前記アンテナの一方から他方への切換え直後、前
   記検出手段により発生されたフェード制御信号が前記一
   方のアンテナからの切換え直前に確立された前記リセッ
   トされるスレッショルド電圧と比較され、前記スレッシ
   ョルド電圧が前記リセットするだめの手段の動作後のあ
   る期間にわたり低レベルまで減少することを特徴とする
   特Ｗ［請求の範囲第１項に記載のＦＭダイパーシテイ受
   信装置。 （５）前記決定及び制御手段が、 前記アンテナ切換え動作の期間中に発生される切換え過
   渡現象に応答するアンテナ切換えを防止するためにアン
   テナ切換え動作の発生時に短時間アンテナ切換え動作を
   一時的に不能にするための手段を有することを特徴とす
   る特許請求の範囲第ｊ項に記載のＦＭダイパーシティ受
   信装置。 （６）　前記フェード制御信号中に現わされる妨害の大
   きさが前記スレッショルド電圧を始めて超える時に短時
   間アンテナ切換え動作を一時的に不能にするだめの前記
   手段とアンテナ切換え動作の発生時にアンテナ切換え動
   作を一時的に不能にするだめの前記手段が本ＦＭダイパ
   ーシティ受信装置の前置検出インパルス応答時間の期間
   に少なくとも等しい時間アンテナ切換え動作を一時的に
   不能にすることを特徴とする特許請求の範囲第５項に記
   載のＦＭダイパーシティ受信装置。 （７）前記一時的に不能にするだめの手段が本ＦＭダイ
   パーシティ受信装置の前置検出イン・ぐルス応答の期間
   に少なくとも等しい期間、アンテナ切換え動作を不能に
   することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のＦ
   Ｍダイパーシティ受信装置。 （８）　本Ｆ　Ｍ　！イパーシティ受信装置がメータ及
   び沈黙制御信号を発生するための手段を有し、前記決定
   及び制御手段が、前記フェード制御信号を提供するため
   に前記メータ及び沈黙制御信号を組合わせる手段を有す
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のＦＭ
   ダイパーシテイ受信装置０ （９）　フェード制御信号を発生するだめの前記検出手
   段がＩＦピーク・レベル検出及び駆動手段を有すること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のＦＭダイパ
   ーシティ受信装置。 （１０ある時間アンテナ切換え動作を一時的に不能にす
   る前記手段が、前記フェード制御信号中に現れる妨害の
   大きさが始めて前記スレッショルド電圧を超える時にト
   リガされる単安定フリップ・７０ツブを有することを特
   徴とする特許請求の範囲第７項に記載のＦＭダイバーン
   ティ装置。 ０］）前記決定及び制御手段が、アンテナ切換え信号の
   発生時に前記検出手段からの前記フェード制御信号の集
   合強度に実質的に不応答となることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 αつ　前記検出手段から前記決定及び制御手段へ前記フ
   ェード制御信号を容量結合するだめのコンデンサ結合手
   段を有することを特徴とする特許請求の範囲第１／項に
   記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 （１１少なくとも２個のアンテナ、この一方のアンテナ
   から他方のアンテナへ本ＦＭダイパーシティ受信装置を
   切換えるだめのアンテナ切換え手段、。 受信されたＦＭ信号に関連するフェード制御信号を発生
   するだめの検出手段、及び前記検出手段からの前記フェ
   ード制御信号に応答して前記切換え手段の制御のだめの
   アンテナ切換え信号を発生するだめの決定及び制御手段
   を有し、前記受信されたＦＭ信号中における周波数選択
   フェージングを含む多重通路妨害及び点火雑音信号を含
   む受信された電気雑音イン・ぐルスのような非多重通路
   妨害が前記フェード制御信号中に表わされるＦＭダイパ
   ーシティ受信装置において、前記決定及び制御手段が、 スレッショルド電圧を確立するための手段、このスレッ
   ショルド電圧を前記フェード制御信号中に現われる妨害
   レベルに比較してこの妨害レベルが前記スレ、ショルド
   電圧を超える時にアンテナ切換え動作を行なうだめの手
   段、及び前記アンテナ切換え動作中に発生される切換え
   過渡現象に応答するアンテナ切換え動作を防止するだめ
   にアンテナ切換え動作の発生時にある時間、アンテナ切
   換え動作を一時的に不能にするだめの手段を有すること
   を特徴とするＦＭダイパー／ディ受信装置。 （１・心　前記検出手段から前記決定及び制御手段へ前
   記フェード制御信号を容計結合するだめのコンデンザ結
   合手段を有することを特徴とする特約請求の範囲第７３
   項に記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 （ＩＱ　アンテナ切換え動作を一時的に不能にするだめ
   の前記手段がアンテナ切換え動作の開始時にトリガされ
   る単安定フリップ・フロップを有することを特徴とする
   特許請求の範囲第７３項に記載のＦＭダイパーシティ受
   信装置。 ０Ｑ　前記アンテナ切換え動作の直前に前記フェード制
   御信号中に現わされた妨害レベルによって確立されるレ
   ベルへ前記スレッショルド電圧をリセットするだめの手
   段を有し、それにより前記アンテナ切換え動作に直ぐ続
   いて前記検出手段により発生された前記フェード制御信
   号が前記アンテナ切換え動作の直前に確立された前記の
   りセントされるスレ、ショルド電圧に比較され、そのス
   レッショルド電圧が前記リセットするだめの手段の動作
   に続くある時間にわたってより低いスレッショルド・レ
   ベルへ減少することを特徴とする特許請求の範囲第７３
   項に記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 αη　本ＦＭダイパーシティ受信装置がメータ及び沈黙
   制御信号を発生するための手段を有し、本ＦＭダイパー
   ７テイ受信装置からの沈黙制御信号が存在する場合、前
   記フェード制御信号を提供するために前記決定及び制御
   手段が前記メータ及び沈黙制御信号を組合わせるための
   手段を有することを特徴とする特許請求の範囲第７３項
   に記載のＦＭダイパーシティ受信装置。 （旧　フェード制御信号を発生するだめの前記検出手段
   がＩＦピーク・レベル検出器及び駆動手段を有すること
   を特徴とする特許請求の範囲第７３項に記載のＦＭグイ
   パーンティ受信装置。 （１１瑯　少なくともノ個のアンテナ、この一方のアン
   テナから他方のアンテナへＦＭダイパーシティ受信装置
   を切換えるだめのアンテナ切換え手段、受信したＦＭ信
   号の振幅に関するフェード制御信号を発生ずるだめの検
   出手段、及びこの検出手段からの前記フェード制御信号
   に応答して前記アンテナ切換え手段の制御用のアンテナ
   切換え信号を発生ずるだめの決定及び制御手段を有し、
   この決定及び制御手段が、 スレッショルド電圧を確立するための手段、とのスレ、
   ショルド電圧を前記フェード制御信号と比較して、この
   フェード制御信号が前記スレッショルド電圧を超えると
   アンテナ切換え動作を生じさせるだめの手段、 前記アンテナ切換え動作の直前に前記フェード制御信号
   によって確立されたレベルに前記スレ。 ショルド電圧をリセットするだめの手段を有し、これに
   より、前記アンテナ切換え動作に直ぐ続いて前記検出手
   段によって発生された前記フェード制御信号が前記アン
   テナ切換え動作の直前に確立された前記リセットされた
   スレッショルド電圧と比較すれ、そのスレッショルド電
   圧が前記リセットするだめの手段の動作に続く期間にわ
   たりより低いレベル１で減少することを特徴とするＦＭ
   ダイパーシティ受受装装置 （２０フェード制御信号を発生するだめの前記検出手段
   が、周波数選択フェージングのような多重通路妨害及び
   受信の電気雑音イン・Ｑルスのような非多重通路妨害が
   現われるフェード制御信号の発生のだめのＩＦピーク・
   レベル検出器及び駆動手段を有することを特徴とする特
   許請求の範囲第７９項に記載のＦＭダイパーシティ受信
   装置。 （２１）　少なくとも１個のアンテナ及びとのアンテす
   の一方から他方へＦＭダイパーシティ受信装置を切換え
   るだめのアンテナ切換え手段を有するＦＭダイパーシテ
   ィ受信装置において、受信信号に応答して、この受信信
   号に関連し周波数選択フェーソング妨害のような多重通
   路妨害電気雑音インパルス及びアンテナ切換え動作中に
   発生される切換え過渡現象のような非多重通路妨害が現
   われているフェード制御信号を発生し、このフェード制
   御信号中に現われだ妨害の大きさをスレッショルド電圧
   と比較してその表われだ妨害の大きさがそのスレッショ
   ルド電圧を超えるとアンテナ切換え動作を生じ、そして アンテナ切換えを一時的に防止する間に終る電気雑音イ
   ン・ぐルスに応答するアンテナ切換えを防止するために
   前記の現われた妨害の大きさが最初に前記スレッショル
   ド電圧を超えるとアンテナの一方から他方への切換えを
   一時的に防止する段階を有することを特徴とする方法。 （イ）前記の現われた妨害の大きさが最初に前記スレッ
   ショルド電圧を超えるときに前記ＦＭダイパーシティ受
   信装置の前置検出イン・ぐルス応答時間に少なくとも等
   しい期間中一方のアンテナから他方のアンテナへの切換
   えが瞬間的に防止されることを特徴とする特許請求の範
   囲第、２７項に記載の方法。 （ハ）　前記アンテナ切換え動作中に生じる切換え過渡
   現象に応答するアンテナ切換えを防止するだめに、アン
   テナ切換え動作の発生時にアンテナの一方から他方への
   切換えを一時的に防止する段階を有することを特徴とす
   る特許請求の範囲第２／項記載の方法。 ９勺　前記フェード制御信号中に現われた妨害の大きさ
   が前記スレッショルド電圧を超える時及び一方のアンテ
   ナから他方のアンテナへの切換えが起る時にＦＭダイパ
   ーシティ受信装置の前置検出インパルス応答時間に少な
   くとも等しい期間、一方のアンテナから他方のアンテナ
   への切換えが一時的に防止されることを特徴とする特許
   請求の範囲第、２３項記載の方法。 （ハ）　リセットされたスレッショルド電圧とアンテナ
   切換え直後に発生されるフェード制御信号を比較するだ
   めに、アンテナ切換え直前に前記スレッショルド電圧を
   その時存在する前記の表われだ妨害の大きさに関連する
   レベルへリセットする段階を有することを特徴とする特
   許請求の範囲第２７項に記載の方法。 ＱＱ　少なくとも２個のアンテナ及びこの一方のアンテ
   ナから他方のアンテナへＦＭグイパー７テイ受信装置を
   切換える手段を有するこのＦＭダイパーシティ受信装置
   において、 周波数選択フェージング、電気雑音イン・ぐルス及びア
   ンテナ切換え動作中に発生される切換え過渡現象を含む
   多重通路及び非多重通路妨害が現われている、受信信号
   に関連するファー１゛制御信号を前記受信信号に応答し
   て発生し、 前記フェード制御信号をスレッショルド電圧と比較して
   前記フェード制御信号中に現われた妨害のレベルが前記
   スレ、ンヨルド電圧を超える時アンテナ切換え動作を生
   じさせ、そして 前記アンテナ切換え動作中に発生される切換え過渡現象
   に応答するアンテナ切換えを防止するために前記のアン
   テナ切換え発生時にアンテナ切換え動作を一時的に不能
   にすることを特徴とする方法。 （ロ）前記アンテナ切換え動作の発生時に前記ＦＭダイ
   ハーフティ受信装置の前置検出イン・ぐルス応答時間に
   少なくとも等しい時間、アンテナ切換えが不能とされる
   ことを特徴とする特許請求の範囲第２７．項記載の方法
   。 （ハ）　ＦＭ受信機と少なくとも２個のアンテナを有す
   る送信されたＦＭ信号を処理するためのＦＭグイバーン
   ティ受信装置において、 一方のアンテナから他方のアンテナへ前記ＦＭ受信機を
   切換えるだめのアンテナ切換え手段、ＦＭ受信機信号中
   に多重通路及び非多重通路の両妨害を表わしているフェ
   ード制御信号を前記妨害に応答して発生するだめの手段
   、及び前記フェード制御信号を発生するだめの手段の出
   力に応答して前記アンテナ切換え手段を制御するための
   決定及び制御手段を有し、この決定及び制御手段が、前
   記フェード制御信号中に現われた点火雑音によって発生
   される電気雑音イン・、Ｃ１／レスのような短時間の妨
   害に応答する前記アンテナ切換え動作を防止するために
   フェード制御信号に応答して前記フェード制御信号から
   短時間の妨害を除く時間ケ゛−）・手段を有することを
   特徴とするＦＭダイパーシティ受信装置。 （２（）　前記ＦＭ受信機のイン・Ｑルス応答期間に少
   なくともほぼ等しい期間中Ｍｉｌ記時間ケ゛−１・手段
   か動作可能と万ることを特徴とする特π［請求の範囲第
   、２ｇ項に記載のＦ’Ｍグイ・く−シティ受信装置。 「以下余白」