JPS60183966A - スイツチング電源 - Google Patents
スイツチング電源Info
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- JPS60183966A JPS60183966A JP3725784A JP3725784A JPS60183966A JP S60183966 A JPS60183966 A JP S60183966A JP 3725784 A JP3725784 A JP 3725784A JP 3725784 A JP3725784 A JP 3725784A JP S60183966 A JPS60183966 A JP S60183966A
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- transformer
- transistor
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- capacitor
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 23
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明はスイッチング電源に関する。
（背景技術）
商用交流電源をより高周波に変換し、高周波トランス及
びその二次巻線の出力を整流して希望の直流電圧を得る
いわゆるスイッチング電源は、小形であること、効率が
良いこと及び軽琶であることなど多くの利点があるため
、広く用いられるようになってきた。
びその二次巻線の出力を整流して希望の直流電圧を得る
いわゆるスイッチング電源は、小形であること、効率が
良いこと及び軽琶であることなど多くの利点があるため
、広く用いられるようになってきた。
第１図は、従来のスイッチング電源の回路図であり、こ
れは一般に方形波スイッチング電源と呼ばれている。同
図において、１−１’は入力端子で、商用交流電圧を整
流して直流電圧を形成する商用化電源（図示しない）が
接続される。ＴＩは高周波トランスで、−次側の巻線Ｗ
、、Ｗ２及びニュ次側の巻線Ｗ３を有し、それぞれの極
性は図示の如く設定されている。巻線ＷＩには、発生す
る高圧のスパイク電圧を吸収するためのコンデンサＣ３
と抵抗Ｒ２が直列に接続されている。巻線Ｗ２の一端は
、トランジスタＴｒのスイッチング周期を決定する抵抗
Ｒ５とコデンサＣ４からなる時定数回路を介して、トラ
ンジスタＴｒのベースに接続され、他端はトランジスタ
Ｔｒのエミッタに接続されている。二次側巻線Ｗ３は、
ダイオードＤ２を介して負荷抵抗Ｒ６に接続されている
。Ｒ３とＲ４はバイアス抵抗、Ｃ１とＣへは−・１１滑
川コンデンサであり、図示の如く接続されている。
れは一般に方形波スイッチング電源と呼ばれている。同
図において、１−１’は入力端子で、商用交流電圧を整
流して直流電圧を形成する商用化電源（図示しない）が
接続される。ＴＩは高周波トランスで、−次側の巻線Ｗ
、、Ｗ２及びニュ次側の巻線Ｗ３を有し、それぞれの極
性は図示の如く設定されている。巻線ＷＩには、発生す
る高圧のスパイク電圧を吸収するためのコンデンサＣ３
と抵抗Ｒ２が直列に接続されている。巻線Ｗ２の一端は
、トランジスタＴｒのスイッチング周期を決定する抵抗
Ｒ５とコデンサＣ４からなる時定数回路を介して、トラ
ンジスタＴｒのベースに接続され、他端はトランジスタ
Ｔｒのエミッタに接続されている。二次側巻線Ｗ３は、
ダイオードＤ２を介して負荷抵抗Ｒ６に接続されている
。Ｒ３とＲ４はバイアス抵抗、Ｃ１とＣへは−・１１滑
川コンデンサであり、図示の如く接続されている。
この回路の動作はプロンキング発振に従う。すなわち、
入力端子ｌ−ビに印加された直流電圧は抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ４の時定数で決まる周期で方形波電圧に変換さ
れる。方形波を用いる理由は、トランジスタＴｒのコレ
クタ損失を最大限に少なくするためである。つまり、こ
の条件はトランジスタＴｒを０級で動作させ、コレクタ
電流が流れている間はコレクタ電圧がトランジスタＴｒ
のコレクタ飽和電圧となる場合であり、方形波はこの条
件を簡単に満足するからである。
入力端子ｌ−ビに印加された直流電圧は抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ４の時定数で決まる周期で方形波電圧に変換さ
れる。方形波を用いる理由は、トランジスタＴｒのコレ
クタ損失を最大限に少なくするためである。つまり、こ
の条件はトランジスタＴｒを０級で動作させ、コレクタ
電流が流れている間はコレクタ電圧がトランジスタＴｒ
のコレクタ飽和電圧となる場合であり、方形波はこの条
件を簡単に満足するからである。
しかしながら、このようなスイッチング電源では、直流
電圧を高周波に変換する際、上述の如く高周波として方
形波を用いているため、スパイク状の極めて大きな雑音
が発生するという問題点がある。
電圧を高周波に変換する際、上述の如く高周波として方
形波を用いているため、スパイク状の極めて大きな雑音
が発生するという問題点がある。
第２図はこの回路における実測された動作波形図であり
、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレクタにおける電
圧波形、（ｂ）は抵抗Ｒ１とコンデンサＣＩの接続点に
おける電圧波形、（Ｃ）はダイオードＤ２のカソードに
おける電圧波形をそれぞれ示している。同図から明らか
なように、トランジスタＴｒのコレクタにおける方形波
電圧にはスパイク電圧Ｓｌが発生しており、これに対応
して二次側にも同様のスパイク電圧Ｓ２が発生している
。
、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレクタにおける電
圧波形、（ｂ）は抵抗Ｒ１とコンデンサＣＩの接続点に
おける電圧波形、（Ｃ）はダイオードＤ２のカソードに
おける電圧波形をそれぞれ示している。同図から明らか
なように、トランジスタＴｒのコレクタにおける方形波
電圧にはスパイク電圧Ｓｌが発生しており、これに対応
して二次側にも同様のスパイク電圧Ｓ２が発生している
。
これらのスパイク電圧は、以下の条件下における実測値
として、Ｓ Ｈ＝ １００ｍＶ、−、，５７＝ １５＋
ｗ Ｖ、−。
として、Ｓ Ｈ＝ １００ｍＶ、−、，５７＝ １５＋
ｗ Ｖ、−。
であった。ここで、実験における各イ〆（は次のとおり
である。Ｒ菫＝ ０．３９Ω、Ｒ２＝ Ｒ５＝３３０Ω
。
である。Ｒ菫＝ ０．３９Ω、Ｒ２＝ Ｒ５＝３３０Ω
。
Ｒ３−４７ＯＫΩ、Ｒ４＝５００Ω、Ｒ６＝ １０Ω、
Ｃ５＝ ２００ Ｊｌ、Ｆ、Ｃ２＝ Ｃ６＝ ４７００
ｐＦ、 Ｃ３＝２２００ ｐＦ 、 Ｃ４＝ ０．０
４７ ｇＦ 、 Ｃｓ ＝ ２２００ＪＬＦ。
Ｃ５＝ ２００ Ｊｌ、Ｆ、Ｃ２＝ Ｃ６＝ ４７００
ｐＦ、 Ｃ３＝２２００ ｐＦ 、 Ｃ４＝ ０．０
４７ ｇＦ 、 Ｃｓ ＝ ２２００ＪＬＦ。
ダイオードＤ１はＧＰ−１０，Ｄ、はＥＲ−０８１−０
０４，トランジスタＴｒは２ＳＣ２３３５，入力は６８
ｖ。
０４，トランジスタＴｒは２ＳＣ２３３５，入力は６８
ｖ。
５０ｍＡ、出力は４．８Ｖ、 ４８０ｍＡであり、効率
η＝６５％であった。
η＝６５％であった。
このようなスパイク電圧は大きな雑音となり、精密電源
としては勿論、一般のオーディオ機器等には不向きであ
るばかりでなく、多様化されるに従い周辺の機器への雑
音の影響が無視できなくなっている。
としては勿論、一般のオーディオ機器等には不向きであ
るばかりでなく、多様化されるに従い周辺の機器への雑
音の影響が無視できなくなっている。
ここで、第１図に示す回路において、高周波トランスＴ
Ｉ の巻線ＷＩに共振用コンデンサを伺加し、この共振
を用いてトランジスタＴｒの動作が０級でかつ共振波形
が正弦波の電源が構成され、スパイク電圧を抑制するこ
とが一応考えられる。
Ｉ の巻線ＷＩに共振用コンデンサを伺加し、この共振
を用いてトランジスタＴｒの動作が０級でかつ共振波形
が正弦波の電源が構成され、スパイク電圧を抑制するこ
とが一応考えられる。
しかしながら、この構成は、トランジスタＴｒがオンで
高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｗ３に接続された整流
用ダイオードＤ２がオンになっているとき、高周波トラ
ンスＴ１の巻線Ｗ１は短絡に低いインピーダンスが並列
に接続されたものと等価になり、通常この条件では巻線
Ｗｌは共振特性をもつことはできないので、実現は極め
て困難である。
高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｗ３に接続された整流
用ダイオードＤ２がオンになっているとき、高周波トラ
ンスＴ１の巻線Ｗ１は短絡に低いインピーダンスが並列
に接続されたものと等価になり、通常この条件では巻線
Ｗｌは共振特性をもつことはできないので、実現は極め
て困難である。
このように、スイッチング電源のスパイク性雑１゛ｆは
変換された高周波が方形波であることから発生し、極め
て広い周波数スペクトラムをもち、雑丁？としては最も
避けるべきものである。
変換された高周波が方形波であることから発生し、極め
て広い周波数スペクトラムをもち、雑丁？としては最も
避けるべきものである。
（発明の目的）
本発明はこのような従来の問題点に着目してなされたも
ので、通常のスイッチング電源のもつ利点を損うことな
く、スパイク電圧等による雑音を大幅に減少させること
ができかつ効率のよいスイッチング電源を提供すること
を目的とし、その特徴は、交流商用電源を整流及び平滑
して直流電圧を１１）る手段と、トランスと、該トラン
スの−次側に接続され前記直流電圧をスイッチングする
スイッチング手段と、前記トランスの二次側に現われた
高周波電圧を？ｉ＋！流する整流素子と、整流された高
周波電圧を平滑する平滑回路とをイｉするスイッチング
電源において、前記スイッチング手段の非導通時と前記
整流末子の非導通時とが一致するように前記トランスの
一次側と二次側の極性を設定し、かつ前記トランスの一
次側に共振回路を形成するためのコンデンサを設けたス
イッチング電源にある。
ので、通常のスイッチング電源のもつ利点を損うことな
く、スパイク電圧等による雑音を大幅に減少させること
ができかつ効率のよいスイッチング電源を提供すること
を目的とし、その特徴は、交流商用電源を整流及び平滑
して直流電圧を１１）る手段と、トランスと、該トラン
スの−次側に接続され前記直流電圧をスイッチングする
スイッチング手段と、前記トランスの二次側に現われた
高周波電圧を？ｉ＋！流する整流素子と、整流された高
周波電圧を平滑する平滑回路とをイｉするスイッチング
電源において、前記スイッチング手段の非導通時と前記
整流末子の非導通時とが一致するように前記トランスの
一次側と二次側の極性を設定し、かつ前記トランスの一
次側に共振回路を形成するためのコンデンサを設けたス
イッチング電源にある。
以下、本発明を一実施例に基づき図面を谷照して説明す
る。
る。
（発明の構成及び作用）
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。同図に
おいてＴ２は高周波トランスで、巻線Ｗ１とＷ２を有す
る一次側と巻線Ｗ３を有する二次側で構成されている。
おいてＴ２は高周波トランスで、巻線Ｗ１とＷ２を有す
る一次側と巻線Ｗ３を有する二次側で構成されている。
巻線ＷｌとＷ３の極性は図示の如く設定されている。こ
れは、二次側はダイオードＤ２による半波整流であり、
この場合、高周波トランスの一次側と二次側の極性を図
示の如く設定することにより、スイッチング用トランジ
スターｒｒ とダイオードＤ２が共にオフである期間を
設けるためである。−次側の巻線Ｗ１には共振用のコン
デンサＣ７が接続されている。
れは、二次側はダイオードＤ２による半波整流であり、
この場合、高周波トランスの一次側と二次側の極性を図
示の如く設定することにより、スイッチング用トランジ
スターｒｒ とダイオードＤ２が共にオフである期間を
設けるためである。−次側の巻線Ｗ１には共振用のコン
デンサＣ７が接続されている。
従って、トランジスタＴｒ とダイオードＤ２が共にオ
フである期間内では、高周波トランスの一次側巻線ＷＩ
は低インピーダンスで短絡されることはなく、巻線Ｗ１
とコンデンサＣ７とで共振回路が形成される。トランジ
スタＴｒのオンとオフの時間はほぼ等しく設定すること
ができるので、このような場合、変換された高周波は半
正弦波となり、コレクタ電流の流れている期間はトラン
ジスタＴｒは飽和しているので、コレクタ損失は最低と
なる。半正弦波は方形波と異なり、その周波数スペクト
ラムは極めて狭くかつ高周波レベルも低いため、方形波
の場合に比べて雑音発生を極めて小さくすることができ
る。
フである期間内では、高周波トランスの一次側巻線ＷＩ
は低インピーダンスで短絡されることはなく、巻線Ｗ１
とコンデンサＣ７とで共振回路が形成される。トランジ
スタＴｒのオンとオフの時間はほぼ等しく設定すること
ができるので、このような場合、変換された高周波は半
正弦波となり、コレクタ電流の流れている期間はトラン
ジスタＴｒは飽和しているので、コレクタ損失は最低と
なる。半正弦波は方形波と異なり、その周波数スペクト
ラムは極めて狭くかつ高周波レベルも低いため、方形波
の場合に比べて雑音発生を極めて小さくすることができ
る。
ダイオードＤ４と抵抗Ｒ７及びＲ９は図示の如く接続さ
れ、トランジスタＴｒのバイアスを前述の従来のものよ
り浅く設定しかつトランジスタＴｒが過度に飽和しない
ように設定されている。ダイオードＤ３はトランジスタ
Ｔｒのコレクツ９１５フフ間に接続され、コレクタが逆
極性とならないようにコレクタを保護している。時定数
回路を形成するための抵抗Ｒ８の値は、第１図の対応す
る抵抗Ｒ５の値よりも大きく設定されている。二次側巻
線Ｗ３に並列に接続されているコンデンサＣ８は、リン
ギング防【にのために設けられている。尚、その他の構
成素子はｔｔＳ１図に示したものと同一・である。
れ、トランジスタＴｒのバイアスを前述の従来のものよ
り浅く設定しかつトランジスタＴｒが過度に飽和しない
ように設定されている。ダイオードＤ３はトランジスタ
Ｔｒのコレクツ９１５フフ間に接続され、コレクタが逆
極性とならないようにコレクタを保護している。時定数
回路を形成するための抵抗Ｒ８の値は、第１図の対応す
る抵抗Ｒ５の値よりも大きく設定されている。二次側巻
線Ｗ３に並列に接続されているコンデンサＣ８は、リン
ギング防【にのために設けられている。尚、その他の構
成素子はｔｔＳ１図に示したものと同一・である。
次に動作を説明する。トランジスタＴｒがオフのときは
、コンデンサＣ７と巻！！ａＷ ＋とで形成される共振
回路が共振し、トランジスタＴｒのコレクタ電圧は半正
弦波となる。このときダイオードＤ２はオフであり、そ
のアノード電圧は半１１−弦波となる。一方トランジス
タＴｒがオンのときは、コレクタ電圧は一定であり、ダ
イオードＤ２のアノード電圧も一定となる。
、コンデンサＣ７と巻！！ａＷ ＋とで形成される共振
回路が共振し、トランジスタＴｒのコレクタ電圧は半正
弦波となる。このときダイオードＤ２はオフであり、そ
のアノード電圧は半１１−弦波となる。一方トランジス
タＴｒがオンのときは、コレクタ電圧は一定であり、ダ
イオードＤ２のアノード電圧も一定となる。
第４図はｔｒＳ３図に示す回路における実測された動作
波形図であり、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレク
タにおける電圧波形、（ｂ）は抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
１の接続点における電圧波形、（ｃ）はダイオードＤ２
のカソードにおける電圧波形をそれぞれ示している。同
図かられかるように、トランジスタＴｒがオフのとき、
コレクタ電圧は半正弦波状であり、これに対応してダイ
オードＤ２のアノード電圧もほぼ半正弦波状となり、方
形波を用いた場合のように、スパイク電圧はほとんど見
られない。なお、以下の条件下における実測値として、
ＡＣライン側のスパイク電圧（ｂ点）は２０ｍＶ、−、
で、ダイオードＤ２のカソードにおけるスパイク電圧は
ｌＯｎ＋Ｖ、−、である。すなわち、Ｒ７＝ ５ｏｏΩ
、Ｒ８＝ ８００Ω、Ｒ９＝３０にΩ、Ｃ７＝ ２２０
０ ｐＦ 、 Ｃｅ ＝ ４７０ｐＦであり、また入力
は４６Ｖ 、７３ｍＡ 、出力は４．８Ｖ、 ４８０ｍ
Ａであり、効率η＝６８％であった。なお、その他の条
件は前述した実験と同一である。
波形図であり、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレク
タにおける電圧波形、（ｂ）は抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
１の接続点における電圧波形、（ｃ）はダイオードＤ２
のカソードにおける電圧波形をそれぞれ示している。同
図かられかるように、トランジスタＴｒがオフのとき、
コレクタ電圧は半正弦波状であり、これに対応してダイ
オードＤ２のアノード電圧もほぼ半正弦波状となり、方
形波を用いた場合のように、スパイク電圧はほとんど見
られない。なお、以下の条件下における実測値として、
ＡＣライン側のスパイク電圧（ｂ点）は２０ｍＶ、−、
で、ダイオードＤ２のカソードにおけるスパイク電圧は
ｌＯｎ＋Ｖ、−、である。すなわち、Ｒ７＝ ５ｏｏΩ
、Ｒ８＝ ８００Ω、Ｒ９＝３０にΩ、Ｃ７＝ ２２０
０ ｐＦ 、 Ｃｅ ＝ ４７０ｐＦであり、また入力
は４６Ｖ 、７３ｍＡ 、出力は４．８Ｖ、 ４８０ｍ
Ａであり、効率η＝６８％であった。なお、その他の条
件は前述した実験と同一である。
本実験例かられかるように、第３図に示す回路の効率は
、第１図に示す回路と同一の条件下で８８％であり、従
来のものよりも４％高く、かつスパイク電圧も２０ｍＶ
以下と従来例の１１５以下となっている。
、第１図に示す回路と同一の条件下で８８％であり、従
来のものよりも４％高く、かつスパイク電圧も２０ｍＶ
以下と従来例の１１５以下となっている。
第５図は本発明によるスイッチング電源の他の実施例を
示す回路図である。第３図に示した本発明の実施例と異
なる点は、オートバイアス回路２０、抵抗ＲＩＯ及びコ
ンデンサＣ９並びに抵抗Ｒ１１を新たに設けたことにあ
る。オートバイアス回路２０はｔＪＳ３図に示すダイオ
ードＤ、に代え、ダイオードＤ５、ツェナーダイオード
Ｄ６、抵抗ＲＩ４及びコンデンサＣＩ２が図示の如く接
続されて構成されている。オートバイアス回路２ｏは、
食前Ｒ６が小さくなると共振回路のＱが高くなり、この
も−果トランジスタＴｒのコレクタ電圧が−Ｌ：、 ）
ｌするのを防１１−する。すなわちコレクタ電圧が上′
ｊ／すると、巻線Ｗ２の電圧も上昇する。この電圧はオ
ートバイアス回路２０のコンデンサＣＩ２及びタイオー
ドＤ５を介してトランジスタＴｒに逆方向のバイアスを
与える。従ってバイアスが深くなり、コレクタ電流が減
少することにより、先のコレクタ電圧の上昇は抑制され
る。
示す回路図である。第３図に示した本発明の実施例と異
なる点は、オートバイアス回路２０、抵抗ＲＩＯ及びコ
ンデンサＣ９並びに抵抗Ｒ１１を新たに設けたことにあ
る。オートバイアス回路２０はｔＪＳ３図に示すダイオ
ードＤ、に代え、ダイオードＤ５、ツェナーダイオード
Ｄ６、抵抗ＲＩ４及びコンデンサＣＩ２が図示の如く接
続されて構成されている。オートバイアス回路２ｏは、
食前Ｒ６が小さくなると共振回路のＱが高くなり、この
も−果トランジスタＴｒのコレクタ電圧が−Ｌ：、 ）
ｌするのを防１１−する。すなわちコレクタ電圧が上′
ｊ／すると、巻線Ｗ２の電圧も上昇する。この電圧はオ
ートバイアス回路２０のコンデンサＣＩ２及びタイオー
ドＤ５を介してトランジスタＴｒに逆方向のバイアスを
与える。従ってバイアスが深くなり、コレクタ電流が減
少することにより、先のコレクタ電圧の上昇は抑制され
る。
抵抗Ｒ１ｉはダイオードＤ２のアノードとコンデンサＣ
８の間に設けられ、これによりリンキングは前述したコ
ンデンサＣ８のみの場合に比べて一層効果的に抑制され
る。
８の間に設けられ、これによりリンキングは前述したコ
ンデンサＣ８のみの場合に比べて一層効果的に抑制され
る。
抵抗Ｒ＋ｏとコンデンサＣ９はダイオードＤ２の両端に
接続され、ダイオードＤ２が逆バイアス（オフ）となっ
た瞬間に逆方向に流れるリカバリ電流による雑音を抑制
する。
接続され、ダイオードＤ２が逆バイアス（オフ）となっ
た瞬間に逆方向に流れるリカバリ電流による雑音を抑制
する。
その他の回路構成は第３図と同様である。尚、第５図で
は前述の商用化電源の回路構成を参照番号ＩＯとしてン
１ぺし、またコンデンサＣ５及びＣ６からなる平滑回路
を参照番号３０として示していた。しかしながら、これ
らに限定されないことは勿論である。
は前述の商用化電源の回路構成を参照番号ＩＯとしてン
１ぺし、またコンデンサＣ５及びＣ６からなる平滑回路
を参照番号３０として示していた。しかしながら、これ
らに限定されないことは勿論である。
（発明の効果）
以り説明したように、本発明によれば、スパイク電圧に
よる雑音を大幅に抑制できかつ効率のよいスイッチング
電源を提供することができる。
よる雑音を大幅に抑制できかつ効率のよいスイッチング
電源を提供することができる。
第１１Ａは従来のスイッチング電源の回路図、第２図（
ａ）ないしくｃ）はこの回路の実測により得られた動作
波形図、ｆｔ５３図は本発明によるスイッチング′Ｉに
源の一実施例の回路図、第４図（ａ）ないしくＣ）は本
実施例の実測によりｌ’にられた動作波形図、及び第５
図は本発明によるスイッチング電源の他の一実施例の回
路図である。 １０−−−一商用化電源、 ２０−−−−オートバイアス回路、 ３０−−−一平滑回路、 Ｒｌ ” Ｒ１４−−一低抗、 Ｃ２〜Ｃ，２−−−−コンデンサ、 Ｔｒ 、 Ｔ２−−− トランス、 Ｗ１〜Ｗ３−−−一巻線、 Ｄ −一一一ブリッジ整流回路、 Ｄｌ 〜Ｄ、−一一ダイオード、 Ｄ６−−−−ツェナーダイオード。 特Ｊ１出願人 ティーディーケイ株式会社 ｊ 第２図 日な間
ａ）ないしくｃ）はこの回路の実測により得られた動作
波形図、ｆｔ５３図は本発明によるスイッチング′Ｉに
源の一実施例の回路図、第４図（ａ）ないしくＣ）は本
実施例の実測によりｌ’にられた動作波形図、及び第５
図は本発明によるスイッチング電源の他の一実施例の回
路図である。 １０−−−一商用化電源、 ２０−−−−オートバイアス回路、 ３０−−−一平滑回路、 Ｒｌ ” Ｒ１４−−一低抗、 Ｃ２〜Ｃ，２−−−−コンデンサ、 Ｔｒ 、 Ｔ２−−− トランス、 Ｗ１〜Ｗ３−−−一巻線、 Ｄ −一一一ブリッジ整流回路、 Ｄｌ 〜Ｄ、−一一ダイオード、 Ｄ６−−−−ツェナーダイオード。 特Ｊ１出願人 ティーディーケイ株式会社 ｊ 第２図 日な間
Claims (4)
- （１）交流商用電源を整流及び平滑して直流電圧を得る
手段と、トランスと、該トランスの一次側に接続され前
記直流電圧をスイッチングするスイッチング手段と、前
記トランスの二次側に現われた高周波電圧を整流する整
流素子と、整流された高周波電圧を平滑する平滑回路と
を有するスイッチング電源において、前記スイッチング
手段の非・９通時と前記整流素子の非導通時とが一致す
るように前記トランスの一次側と二次側の極性を設定し
、かつ前記トランスの一次側に共振回路を形成するだめ
のコンデンサを設けたことを４￥徴とするスイッチング
＋［源。 - （２）前記スイッチング手段がトランジスタであり、該
トランジスタのベースにオートバイアス回路を設けたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１ｔｎに記載の電源フ
ィルタ。 - （３）前記整流素子の両端に、並列に接続された抵抗及
びコンデンサを設けたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項に記載の電源フィルタ。 - （４）前記トランスの二次側巻線の両端に、直列に接続
された抵抗及びコンデンサを設けたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載の電源フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3725784A JPS60183966A (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | スイツチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3725784A JPS60183966A (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | スイツチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60183966A true JPS60183966A (ja) | 1985-09-19 |
Family
ID=12492594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3725784A Pending JPS60183966A (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | スイツチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60183966A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5625063U (ja) * | 1979-08-01 | 1981-03-07 | ||
| JPS5727884B2 (ja) * | 1974-05-17 | 1982-06-14 |
-
1984
- 1984-03-01 JP JP3725784A patent/JPS60183966A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5727884B2 (ja) * | 1974-05-17 | 1982-06-14 | ||
| JPS5625063U (ja) * | 1979-08-01 | 1981-03-07 |
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