JPS60221992A - 電力制御装置に於ける、誘導性負荷の飽和状態を防止する制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 関連出願との関係 この発明はこの出願と同日に出願された係属中の米国特
許出願通し番号用５６４，５３８号、同第５６４゜６０
３号、同第５６４，６２２号、同第５６４，５５０号及
び同第５６４，６２１月と関係をイｊする。

発　明　の　背　景 この発明は全般的にＸ線装置に対づる高圧発生器、更に
具体的に云えば、インバータと共に使われる高圧変圧器
の鉄心に於ける飽和状態を感知して補正づる装置に関り
−る。

Ｘ線を発生して利用でる場合、当面の特定の用途又は手
順に合う様な特定の電圧及び電流レベルを選択するのが
普通である。例えば医療用Ｘ線作像の分野では、晋通の
放射線写真法で使われる典型的な電圧レベルは５０乃至
１５０ｋＶの範囲内であることがあるが、螢光写真法で
は、電圧は５０乃至１２０ｋＶの範囲であることがより
多く、乳房造影法に使われるＸ線では、２４乃至５０　
ｋＶの範囲である可能性が一層強い。同様に、印加され
る電流のレベルは螢光写真法の場合の０．１　ｍＡから
成るＭ射線写真法の手順の場合の１２５０　ｍＡまで変
わり得る。

従来、こういう電圧及び電流レベルは、Ａペレータが希
望するｋＶｐ及びＩＩＡの設定を゛することが出来る様
にする回路の設計によって制御されていた。例えば負荷
の変化、線路電圧の変化、又はフィラメント温痕の変化
の様な露出中に起り得る装置の変動の為、ｋＶｐ及びＩ
ＩＩＡの値を好ましいレベルに精密に維持することは不
可能であった。Ｘ線発生器の製造業者は、従来、起り得
る変化を予想して、ｋＶｐ及びＩＩＩＡを予定の１容公
差の範囲内に抑えるのに十分な形で、こういう変動を補
償づる回路設計特徴を取入れようと努めて来た。

最近の開発は、上に述べた開放ループ方式の欠点を克服
する様な閉ループ帰還方式の線に治って進んでいる。こ
の様な１つの方式は、ＩｊＪループ帰還装置がＸ線発生
装置のＩＩＩＡを制御づるちのである。こういう装置が
係属中の米国特許出願通し番号第３７５，０８８号に記
載されている。

ｋＶｐ制御の分野では、出力電圧を感知し、その帰還信
号を使って、予定の電圧レベルを保つ様な速い効果的な
応答をづる形で、出力電圧を直接的に変調する様な満足
し得る閉ループ方式が開発されていない。

線路に起り（ｑる変動に対して略一定の電圧レベルを保
つ従来の方式は、可変出力を得る為にモータによって駆
動される可変人出ツノ変圧器である所謂ボルト・パック
を使うことである。ボルト・パックの主な欠点は、その
動作が比較的遅いことである。即ち、ボルト・パックは
応答時間が約１秒である。この理由で、ボルト・パック
制御装置は、露出を開始する時の正しい電圧を設定Ｊる
為にのみ使われ、長い露出（螢光透視法の露出）の間取
外は、その後で調節しない。これと較べて、Ｘ線発生装
置に対７る所望の応答時間はミリ秒の範ｍ１であって、
様々な手順並びに用途に対し、明確に限定された短い電
力パルスを供給することの出来るものである。例えば、
立上り時間が非常に速く、即ち、１ミリ秒と云う様に短
く、１ミリ秒という様に露出用の短い平坦なピークを持
ち、１つ立下り時間が速い高圧パルスが得られることが
望ましい。この為、補正は１ミリ秒未満の内に行う必要
がある。

高圧変圧器の１次側に交流を供給する為に、インバータ
をＸ線発生回路に使うことは公知である。

然し、主にその制御が比較的困難である理由で、この為
にトランジスタが使われることは一般的になかった。む
しろこういう用途でスイッヂング素子として使われるの
はサイリスタであった。サイリスタは一般的に頑丈で制
御が比較的容易であると考えられるが、強制転流回路を
使うことを必要　、とするという固有の欠点がある。こ
の為、余分の部品が必要であるたりてなく、追加した静
電容量が回路の応答時間を実質的に遅くする傾向がある
。

例えば、サイリスタ・インバータを使う時、妥当なレベ
ルの再現性を保つと同時に、１ミリ秒の範囲内の短い高
圧パルスを得るのが困難である。

インバータからの交流出力を制御りる場合、インバータ
に対づる直流電圧の供給を制御リ−る多数の方式が考え
られる。その若干を挙げれば、位相制御形整流器、トラ
ンジスタ直列又は並列調整器、及び半導体スイッチング
形直流電圧制御装置がある。この内、半導体スイッチン
グ装置は普通はチミッパと呼ばれていて、他の方式より
も、一層効率よく且つ一層応答の速い直流電圧の制御が
得られる。然し、直流回路でかなりの）Ｐ波作用を必要
とＪる為、完全Ｉｌｌｌｌループ圧電圧調整インバータ
電源作づる時は応答時間がずっと遅くなる。この様な間
接的な方式では、Ｘ線を発生装置の動作中に必要な、大
ぎな電圧及び電流の変動に対処づる為に使わなければな
らない強制転流回路の為、より多くの回路損失が起る。

更に、この様な構成では、インバータから送出される電
力が、１回は直流電圧制ｉｌｌ装ηにより、そしてもう
１回はインバータにより、２回処理されることが理解さ
れよう。

源及び負荷に起る固有の変動の他に、高圧側にＸ線管の
アークの様な偶発的な成る計画外の状態が起り、それを
制御しないと、部品の損傷をＩＥ　＜ことがある。更に
どんな制御回路でも、低／Ｊ−制御回路に誤動作又は故
障の慣れがあり、それを検出して処理しないと、制御回
路の出力又は制御回路自体の内部に望ましくない結果を
招くことがある。

この為、普通の装置にどんな制御又は性能をよくづる特
徴を追加しても、その様な改良を行う為に関連した監視
及び調整の機能を設（）なりればならない。この為、医
療診断装置に使うＸ線発生器の分野では、従来の方式に
目立った変更を加えるのは気が進まないことであった。

Ｘ線発生装置の製造業者にとっては、閉ループ電圧帰還
装置にすることか長い間の希望であったが、Ｘ線の用途
の典型的な条件（即ち、０．１乃至１２５０　ｍＡの範
囲内の可変の負荷、２４乃至１５０ｋｖｐの範囲の可変
の電圧及び０．２５という低いｍＡ）の為に、この様な
適当な装置は作るのが＠ＪＩｆｆであった。リップルの
制御がよいこと、再現性が高いこと、直線性がよいこと
並びに立上り時間が速くて電力波形の形が制御されるこ
と、定常状態の短い露出時間が１７られること、並びに
立下り時間が短いこと・いう様な性能上の種々の条件の
為、その課題は尚更困難になる。装置に過大電圧が発生
−４る他に、装置に過大電流レベルが起ることもあり、
これはＸ線管自体の損傷を招いたり、或いは￥ｉ：置内
の高圧又は低圧部品に損傷を招く倶れがある。Ｘ線発生
装ｆｆＺでインバータを使う時、スイッチング装置を通
る電流は出来るＩピ【ノ多くやることが望ましい。然し
、こういうスイッチング装置の妥当な可曲を保つ為には
、電流レベルが予定のレベルを越えないことが絶対条ｆ
ｌ　ｒある。電流レベルが−での限界に近づいている時
を決定し、ぞういうことが起らない様な必要なＩＢ置を
とる機能は、達成が困テ「である。インバータが一層高
い周波数で動作りる時は、特にそうである。

変圧器で起る周知の現象として、正及び負のサイクルの
間で電圧に差がある時に、鉄心の飽和が起り得る。この
様な不平衡は数サイクルの終りに累算的な飽和効果につ
ながり、この時大電流が発生されて、変圧器の出力を壊
滅させるか、或いは少なくとも変圧器が適切な制御作用
に影響されなくなる様にする。この様な状態を感知して
、それを補正する為の必要なＩＭ置をとる困難さは、周
波数が高くなると共に増大し、従って高周波インバータ
と共に使われる変圧器では重要な問題を投げかける。例
えば高い周波数で動作するパルス幅変調形インバータと
共に使われる変圧器では、スイッチング装置の蓄積時間
を考綜に入れな（）ればならない。数マイクロ秒の差で
も、変圧器の１つのサイクルと次のり゛イクルの間で、
磁束密度にかなりの差を生じ、それを感知し゛Ｃ補正づ
ることが出来る様になる前に、変圧器は忽ち飽和状態に
入ることがある。

変圧器の飽和を補償する従来の方法は、変圧器の空隙を
大きくづるか、或いは変圧器を非常に高い磁束密度用に
段目して、一層低い磁束密度で動作させることである。

後者の解決策は、当然効率が悪いこと、並びにそれに関
連して変圧器の鉄心の１法を大きくづる必要があり、そ
の為装置の寸法もコストも増加する点で望ましくない。

同様に、空隙を大きくりると、鉄心を磁化する為に、巻
線に一層大きな電流を通ず必要が起る。勿論、これは変
圧器の右動電流を減するものであり、従って効率を低下
させる。

発　明　の　目　的 従って、この発明の主な目的は、閉ループ回路を介して
、ＸＭＷに印加される出ノｊ電圧を制御する手段を持つ
改良されたＸ線発生装置を提供づることである。

この発明の別の目的は、所望の電圧出力を維持づる様に
、入力電圧並びに負荷の変動に速ヤかに１１つ正１）Ｔ
「に応答する様に作用する閉ループ電圧帰還ループをＸ
線発生装置に設けることＣある。

この発明の別の目的は、速い立」ニリ時間の後に略一定
電圧の比較的短い露出時間が続き、その後比較的速い立
下り時間が続く様な電圧パルスを発生ずる様に、広い範
囲の動作状態にわたって十分に速く且つ応答性を持つ制
御回路をＸｌｆＩＡ発生装置に設【ノることである。

この発明の別の目的は、変圧器の鉄心の飽和を効率的に
且つ効果的に制御づる電流インバータをＸ線発生装置に
設けることである。

上記並びにその他の目的及び特徴及び利点は、以下図面
について説明する所から、更によく理解されよう。

発　明　の　要　約 簡単に云うと、この発明の１面では、Ｘ線発生装置が、
Ｘ線管からの高圧帰還を持′〕ど共に、この帰還に応答
してＸ線管に対重る予定の電圧レベルを維持り゛る様な
形で、装置のインバータの動作を制御する制御回路を持
っている。こう（）て帰還信号がインバータの出力を直
接的に制御覆る様に印加され、この為装置は線路電圧及
び負荷の変動に対して速やかに且つ正確に応答し得る。

高圧変圧器、高圧出力Ｐ波器及び高圧分流回路の様な協
働する部品は、装置の速い応答という特竜ど合い、且つ
それに寄与づる様に設計されている。この結果前られる
制御回路は、１ミリ秒という短い立上り時間、リップル
をごく少なくして１ミリ秒という短い定常状態の高圧期
間、特に０．２！ｉｍＡという様な非常に低いＩＩＩＡ
に対しての速い立下り時間を持つ高圧出力をＸ線管に供
給りることの出来る装置になる。

この発明の別の１面として−１比較的高い周波数（即ら
、数ｋｌ−ｌｚの範■１内）ｒ″動作覆る１〜ランジス
タ・インバータが、矩形波のパルス幅変調出力を発生づ
る様になっている。その整流出力電圧レベルは、出力波
形のマーク／スペース比だけでなく、周波数をも選択的
に変えることによって制御される。インバータは、Ａペ
レータの設定、出力電圧の帰還、並びに装置の成る動作
状態を表わす様に発生された信号に応答し’Ｃｆｂ’ｌ
　ａｌｌされる。

この発明の別の１面は、変圧器の鉄心の飽和状態を感知
し、それに応答して問題をｒＩ減覆る様に是ｉ［措置を
開始づることである。変圧器の電流を感知して、その結
果得られｌこ信号を積分して、鉄心が飽和状態に近づい
ているという表示をめる手段を設ける。その俊、この信
号を銅山状波発生器にＥｌｌ　＋Ｊｌｌ　して制御信号
を発生づる。この制御信号が、飽和状態を軒減りる様な
形Ｃ１２つの対角線の電流の流れを選択的に不平衡にＪ
る様に作用覆る。

電圧帰還ループには、進相回路を設【）て、装置の利得
を動的に変え、最初の段階の間は高い利得が得られて立
上り時間を短くづる様にりると共に、その後は利得を減
少して、立上り時間の終りのｋＶのオーバシュートをク
ランプ覆る。この効果を１ｑる為、電圧帰還信号を増幅
器の入力の電圧帰還信号に印加する前に、進相回路に印
加する。進相回路が導入する付随的な雑音が、増幅器の
帰還ループに設けられた遅相回路によって軽減される。

高圧分圧回路を設けて、制御回路に使う為、出力電圧を
表わす低圧制御信号を取出り。分圧器の高圧部分に別個
のコンデンサを使う代りに、ろ波コンデンサをその目的
に使い、こうし−（２ｍの目的に役立てる。これは部品
の数を実質的に減らづことにつながり、この発明の高周
波パルス幅変調出力に使う時、過渡的な応答がよい閉ル
ープ電圧帰還装置が得られる。

起り得る誤動作、電圧スパイク、閃絡等によって起り１
！する望ましくない状態から装置を保護する為、マイク
Ｉ］ブ１−ルツリーを取入れで装置を監視し、それが受
取る状態信号に基づいて、装置の動作を変調したり、或
いはぞれに応じて装置の運転を停止覆る。保ｉ（９装向
がイれに対して、装置の動作を下げ、防止し又は停止り
る様な成る特定の状態は、出力に於【プる過大電圧、大
地に対重る陽極と陰極の不平衡、過大な電流の流れ、過
大なキロボルト数の制御されない非常である３、出力電
圧レベルが要求値又は装置の設定点の７（１％に達しＩ
Ｃ後にのみ、ｘＰＡ露出の調時を開始し、こうして改良
された性能を保ね［りると共に、所要の調整条（！１を
充だ１つ七す唯呻Ｈビ　、−一゛ −”　′　゛　。　１ この発明の好ましい実施例が図面に示されていて、以下
説明するが、この発明の範囲内で種々の変更を加えるこ
とが出来ることを承知され／ｊい。

好ましい実施例の説明 従来の典型的なＸ線発生装置が第１図に示されており、
３相電源１１が単巻変圧器１２を介して３相変圧器１３
に接続されている。単巻変圧器１２のタップを１次コイ
ル１６に対して選択的に変え゛Ｃ１入力側の線路に対づ
る１次側の接続を変え、こうして線路の変化する状態を
補償することが出来る。電力変圧器１３は典型的にはＹ
結線の１次側１７及びΔ−Ｙ結線の２次巻線１８を持つ
のが典型的であり、パルス１２個又は６個の出力波形を
発生覆る。この後出力が両波整流ブリッジ１９．２１に
接続され、これから高い電圧がＸ線管２２に供給される
。Ｘ線管２２に対する電力レベルは、可変入出力変圧器
１３によって変えられる。その１次巻線１７が静止形接
帥器２３、普通はＳＣＲによって選択的に閉じられる。

この様な従来の装置は上に述べたいろいろの欠点がある
。

この発明のＸ線発生装置が第２図に示されており、３相
電諒２３、交流から直流への３相被制御整流器２４、Ｌ
　Ｃ＞Ｐ波器２６、及び可変の高周波状態、即ら、数キ
ロヘルツ範囲内で動作する直流から交流へのパルス幅変
調形インバータ２１で構成される。

インバータ２７の出力は、後で更に詳しく説明する様に
、ｋＶｐ帰遠帰陣制御器ってマーク・スペース比及び周
波数の両方を変える手段によるパルス幅変調によっ゛Ｃ
制御される。Ｉ）　Ｗ　Ｍインバータ２７の出ツノが高
圧変圧器２８に送られ、単相整流器２９を介して最終的
にＸ線管３１に印加される。Ｘ線管３１は、１５０ｋＶ
まての電圧レベルで動作するが、特定の用途−ＩＣひに
手順に応じて、０．１１１１Ａ乃至１２５０ｍＡの１工
意の負荷となり、放射線写真の種々の用途に対処覆る為
に、１ミリ秒乃至数秒の広い範囲の露出時間を持つこと
が出来な（プればならない。

この発明は、これから詳しく説明づる様に、Ｘ線出力を
高速で正確な形で制御づることにＪ、す、この様な広い
範囲の動作状態及び性能パラメータが得られる様に覆る
。第２図を見れば、この応答の速い装置の主な特徴が閉
ループ離遠制御Ｉ装置であることが判る。この帰還制御
装置が、分圧器３２によってＸ線管３１の両端の電圧を
感知し、それを表わす信号を高圧帰還制御装＠３３に送
り、この帰還制御装置がＰＷＭインバータ２７に対重る
制御信号を発生する。

電源を３相入力と説明したが、単相入）ｊであってもよ
いことを述べＣおきたい。この発明の装置は、従来の発
生器よりもずっと高い周波数で動作する様に設計されて
いるから、波形のリップルの問題は大幅に低下する。こ
の理由て、従来のＸ線発生器で単相動作が出来ない場合
でも、この発明の特徴を取入れて使う時は、実用的に出
来る。

この発明の矩形波パルス幅変調インバータ及び制御装置
が第３Ａ図及び第３Ｂ図に図式的に示されており、マイ
クロプロセッサ３０を用いた中央制御マイクに１ブロセ
ツ１ノ・キ［ｌポル］へ数要求制御装置３３、混合増幅
器及び帰還制御器３４、鋸歯状波発生器及び比較器３６
、論理制御装置３７、電力トランジスタ制御器３８、矩
形波パルス幅変調トランジスタ・インバータ２７、電力
１〜ランジスタ・インバータ２７から論理制御ｔｒ１３
７への安全信号のインターロックを制御器る専用のマイ
クロコンピュータ４１を持つインバータ・モニタ４０、
高圧変圧器２８、高圧整流器２９、高圧分流器３２、高
圧分圧帰還回路４６、誤差信号並びに鋸歯状波発生器及
び比較器３６ど其に作用覆る飽和防止回路４７、電流限
界回路４８、表示コンソール及びＡペレータ制御装閤４
９（マイクロプロセッサを取イ１けである）及び作像装
置５１で構成されており、これらは普通の形式であって
よい。次に第３図に示づ装置全体を全般的に説明し、個
々の部品はその後で更に詳しく説明する。

制御装置全体はマイクロコンピュータ４１及び制御マイ
クロブ［」レッジ３０によってその動作が管理される。

インバータ・マイクロコンピュータ４１は高圧電力トラ
ンジスタ・インバータ２７を連続的に監視して検査する
為に専用になってａ３す、中央制御マイクロプロセッサ
３０が露出の前並びに露出中、要求値を制御する様に作
用する。制御マイクロプロセッサ３０は帰還装置から来
るキロボルト数をも読取り、露出中、高圧側で起ってい
ることを正確に制御する。市場で入手し得る多数のマイ
クロプロセッサ及び／又はコンピュータのどれでもこの
発明に使うことが出来る。例えば中央制御機能にはイン
テル社の８０８５型マイクロブロレツリを使うことが出
来、インバータの動作の監視にはインテル社の８７４９
型マイクロコンピユータを使うことが出来る。

表示コンソール４９からの信号に応答して、中央マイク
ロプロセッサ３０がキロボルト数要求１「１を発生し、
この信号をＤ／Ａ変換器５２を介して混合増幅器及び帰
還制御器３４に送る。キロポル１ル数確認信号がＡ／Ｄ
変換器５３を介して中央マイクロプロセッサ３０に送ら
れる。キロボルト数要求信号及びキロボルト数確認信号
は互に非常に接近した状態に保たなければならないが、
その目的の為に中央マイクロプロセッサ゛３０によって
監視される他に、高圧側でアークが弁士じた場合又は部
品が損傷を受りＩこ場合、保護作用の為の入力としても
使われる。この場合、キロポル１ル数要求信号の後にキ
ロボルト数確認信号が続いて来ることがなく、従つ−Ｃ
１中央マイク［−］ブ［ｌセッサ３０が装置の動作を停
止［する。

中央マイクに１ブ［ＩＬ！ツリ３０が、データ・リンク
５４を介して表示コンソール４９に接続され、線５６゜
５７を介しくインバータ・マイクロコンビコータ４１に
接続され、線５８を介して高圧帰還回路４Ｇに接続され
る。オペレータがコンソール４９で品出時間及びその池
のパラメータを入力し、こ）からデータ処理及び連絡が
９ｆ１まる。インミル社の８０８１１型マイクロプロセ
ツリの様な装置のマイクロプロセラ勺と、Ｘ線保護及び
露出パラメータに対する全ての演算を扱うインミル礼の
８０８７型の様な演算処理装置とにＪ、って、これらの
パラメータが解析され、制御される。コンソール４９及
び：ｌ：　【ｌビネット３３の問又は８０８８型及び８
０８５型マイクロプロレツザの間の連絡は、データ・リ
ンク５４を介して、２つのデータ・リンク・プロトコル
制御器５９．６１にＪ：って行われる。１実施例では、
これらの制御器はインテル社の８２７３型チツプである
。これらの制ｔｉｌｌ器は、循環的な冗長度検査ワード
を持つＮ　ｒ＜　Ｚ　ｌ保護方式により、両方向のデー
タ１云送で非常に高い信頼性を保証りる。更にコンソー
ル４９は作像装置５１に対する別のデータ・リンク６２
としやり取りづることが出来、この為通信は完全にディ
ジタルであって、動作中の高い信頼性が得られる。

キャビネット側の中央マイクロプロレツリ−３０及びイ
ンバータ・マイクロコンピユータ４１の間の連絡も、線
５６．５７を介して両方向で行われる。この為、オペレ
ータの制御の状態は、キロポル１〜数及び露出時間が中
央制御マイクロブロレツ）Ｊ３０に供給され、そこから
インバータ・マイクＥｌ　］ンビュータ４１に送られる
と、このマイクロコンビコータが露出中の出力電圧、イ
ンバータの動作及び露出時間を制御して、Ｘ線露出の間
、３つのマイクロブ【ニルツリが露出時間を制御器る様
になる（即ち、キャビネット側の中央制御マイクロプロ
セッサ３０とインバータ・マイクロ」ンピコータ４１、
及び支Ｉ！装置としてコンソール側の表示コンソールの
マイク［１ブ（］レッリＩｔ　＋１８　ＩＩ型である）
。この組合せが、露出中の過大な／ｌ（射線用に対して
冗長な（ｉ護作用を覆る。

図示の様に閉ループの帰還及びキロポル１ル数要求信号
及びキロボルト数確認信号を使うことの１つの利点は、
螢光透視法の動作の様な長期の露出で、高圧帰還装置又
は関連した何等かの電子部品に偏斧が発う１した場合、
閉ループ帰還がそれを自動的に補償覆ることである。更
に、インバータ・マイク［１］ンピ１−タ４１とキレビ
ネット側のマイクロブロセッ４ノ３０の間の線５６．５
７を介しての連絡は、中央制御マイクロプロセッサ３０
がキロボルト数、露出開始指令及び露出時間指令をマイ
クロコンビコータ４１に送ることによって直接的に行わ
れ、その間マイクロコンピュータ４１は出力状態を連続
的に監視し、中央マイクｌ」プロしツリ３０に対し、状
態信号及び確認信号を送り返り。これによって非常に簡
単な通信リンクにより、幾つかの冗長度レベルで、電力
回路に起り得る何等かの問題を検出して、数マイクロ秒
以内に大電力インバータを停止するか、或いは必要にな
った場合、安全接触器６３を開路することが可能になる
。

混合増幅器及び帰還制御器３４が、キ［１ボルト数要求
信号及びキロボルト数確認信号又は帰還信号の間の差で
ある幅の狭い信号を発生Ｊる１、この結果発生されるｋ
Ｖ誤差信号が増幅され、後で詳しく説明する進相及び遅
相回路で処理され、装置を安定に覆る。ｋＶ誤差信号が
、飽和防止回路４１からの信号と共に、鋸歯状波発生器
及び比較器３６に送られる。飽和防止回路４７からの信
号が鋸歯状波発生器の勾配を制御して、後で詳しく説明
Ｊる様に、高圧変圧器２８が飽和状態に達しない様にり
−る。

ｋＶ誤差信号が鋸歯状波発生器及び比較器３６に供給さ
れて、可変マーク／スペース比を持つＰＷＭパルス列を
発生させ、これが出力電圧を制御Ｉ　１゛ると共に、閉
ループ・キロボルト数帰３ｙ動作を通じて出力電圧を自
動的に調ｆＩｔ５−ｄる様に印加される。

鋸歯状波発生器及び比較器３６と論理制御装＠３７は、
専用のマイクＩＩプロレツサ４１から線６４を介して半
１Ｊイクル毎に入るリレツ１へ信号又は同期化信号によ
って制御され、混合器３Ａからの１（ｖ誤差信号が゛１
′リイクルに１回、鋸歯状波発生器の波形と交差して、
電力段の回路で問題を招く慣れのある何回もの交差が起
る狽れを避【）る。

論理制御装置ｉ３７は、装置の全ての保護及びタイミン
グを扱うが、光学繊紺線６６に出力を出し、この出力か
電力１−ランジスク制御器３８を介して電力１−ランジ
スタ・−インバータ２７を制御する。、論理制御装置３
７は電流限界回路４８の出力をも処理づる。

電流限界回路４８は、高圧変圧器２８の１次側と直列の
変流器６７によって検出されたインバータの電流レベル
に応答りる。感知された電流レベルを電流限界回路４８
で予定の安全レベルと比較し、回路の過負荷状態が発生
した場合、電流限界回路４８の出力が論理制御装置３７
に印加されて、マーク・スペース比を動的に辿断りる。

変流器６７からの出力は飽和防止回路４７にも帰還され
、この回路の出力が線７４を介して鋸歯状波発生器に印
加されで、変圧器の飽和を電子的に補償する様に、勾配
を動的に変える。

電力１−ランジスタ制御器３８は、電力１ヘランジスタ
・インバータ２７を直接的に制御づる信号を発生ずる他
に、制御器の電源の状態並びに１−ランジスタの状態を
表わ覆信号を線６８を介し−Ｃインバータ・マイクロコ
ンビコータ４１に帰還し、このマイクロコンピュータが
この情報を用いて論理制御装置３７を制御し−Ｃ１何れ
かのトランジスタ又は電源が故障した場合、ｌ−ランジ
スタ制御器３８から来る情報が実時間で論理制御装置３
７に帰還され、論理制御装置３７が最初にインバータを
停止し、２番目に適当な安全接触器６３を開路する様に
する。

パルス幅変調形インバータ２７は両波ブリッジの形に配
置された、全体を第３図にＴ１−１−４で示づ複数個の
１ヘランジスタで構成され、対角練土１〜Ｔ４及びＴ２
　Ｔ３を介して変圧器の１次側２８に交互に電流を通す
。トランジスタは図示の様に用いてもよいし、電力条件
にｊ；つで必要な場合は、並列に用い−ＣもＪ、い。こ
の発明で役立つことが判った１種類のトランジスタはＷ
Ｔ−５７５２と呼ばれるものであり、これは英国のウェ
スチングハウス・ブレーキ（ウエストニＩ−１〜）社か
ら商業的に入手し１ｑる。上側のトランジスター１１及
びＴまたりを選択的にオン及びオフに転することにより
、パルス幅変調が行われる。

高圧変圧器２８はこの出願と同日に出願された係属中の
米田特９′１出願通し番号用５６４，６１２号に記載さ
れている。こ１では、ＰＷＭインバータで発生される矩
形波形を波形の再現↑ｊ１を非常にに＜シて、変圧器の
２次側にパルス状に送る様に、変圧器２８が漏洩インタ
フタンスが非常に小さくなる様に設ｈ１されていること
を）ホへておｔノば十分である。こうしてパルスの脱落
を最小限に抑え、整流後のリップルを最小限に抑えて、
出力’ｖＰ波器の規模を制限り−る。これによって　Ｉ
ｌｌ、Ａの低い設定値に於ける動作の再現性が容易に高
くなる。整流器２９は酋通の単相形である。。

高圧分圧器又は分流器３２は、素子６９．７１．１０７
゜１０８で示した独特な抵抗及び容ｆＪ雷了回路を含ん
でいて、負荷又は源の動的な変動又は−ｆの曲の過渡状
態に対する変圧器２８の応答を改善し、立上り及び立下
り時間が最小になる様にしである。高圧分流器３２の出
力がキロボルト出力ひあり、線７２を介して電圧逓降形
で高圧分圧帰還回路４６に１１ξ給される。即ち、分流
器３２の出力が制御回路に直接的に印加し得る電圧より
も高いから、高圧区域から、制御回路を損傷する慣れの
ある高い雷１１の過渡状態が伝達されるのを避りる為に
、相異なる避雷器及び過電圧保護方法を用いて、電圧を
何回かの段階に分けて逓降づる必要がある１、この回路
は後で詳しく説明する。

閉ループｋＶ帰３１ｉ！装置の動作は、−４：［二１ポ
ル１−数要求信号及びキロボルト出力の間の差に等しい
誤差信号を発生ずる混合増幅器及び帰還制御器３４に主
に依存する。制御器３４は、（１）誤差信号がキロボル
ト数要求値に応じた特定の比を持つマーク／スペース形
のパルス列を発生ずる様に、高圧分Ｈ−帰還回路を通Ｕ
Ｃ電子回路のレベルに条件づ（）られると共に、（２）
露出中に装置の動作を乱づ倶れのある−１．：　＜’に
’　３つの変数、即らくイ）線路並びに線路の調整作用
ど共に変化りる固定直流レール、（目）Ｘ線管のインピ
ーダンスに起る変動、特に電ｒ冷１．１ｊ現象が起る様
な長期露出に於りる変動、及び（ハ）電子回路自体が全
体的な装置に対して持つＡフレットの変動を補（Ｇ８Ｉ
ることが必要である。

飽和防止回路と鋸歯状発生器及び比較器第４図には、飽
和防１１［ｒｉＪ路４７（第３図）及び鋸歯状波発生器
及び比較器３Ｇの相合けの回路図が示され４いる。第３
図に示した様に、鋸歯状波発生器及び比較器３６は、（
１）半すイクル毎に鋸歯状波の範囲をリレッ］〜りる為
に線６４がら来る同期化信号、（２）飽和防止回路４７
から線７３を介して鋸歯状波発生器３６に直接的に供給
される制御信号、及び（３）混合増幅器３４からのキロ
ボルト数誤差信号）三に応答り−る。飽和防１１−回路
４７は線７４を介して受取るインバータの電流出力に応
答する。

第４図について説明Ｊると、インバータが１〜ランジス
タＴ＋−−１’４及び関連したフライホイール・ダイΔ
−ＦＤ＋−ｆ）４を持つことが示されている。インバー
タの電流又は変圧器２８の１次側の電流を変流器６７′
ｃ′感知し、Ｆｉ１７４を介しく積分器７６に送る。こ
の積分器の出力が線７７を介して増幅器７８に供給され
、その出ツノが２つの比較器７９．８４に印加される。

これらの比較器は夫々正及び負の基準レベルを持ってい
て、こういう１　ｉｌＩレベルは普通は非富に低い藺、
即ち、１０に近く、変ＩＪ、器の許容飽和レベルと呼ば
れるものを決める。比較器７９゜８１の夫々の出力がナ
ンド・グーｈＧ１．Ｇ２に印加され、その出ツノがナン
ド・グー１−　（１３に印加されることが判る。ノン１
〜・グー１−　Ｇ　３の出ツノが、電力インバータの一
方の対角線上１．１４又は他方の対角線Ｔ２．１”３に
対する［＝１ヨ十スイッヂ［１を閉じる様に「［用する
。「Ｅ王スーｒツヂ１−１が閉じると、感知した電流に
比例Ｊる誤〉を増幅器の出力信号が精密級整流器８２に
供給される様になる。

この整流器が第１及び第４の勾配Ｃ作用し、Ｆ　Ｅ−１
−スイップ−１′１を介して鋸歯状波発生器又は補償器
に線形出力を出づ。鋸歯状波発生器は積分器８３であっ
て、線６４からの同期化信号によって予め設定され、鋸
歯状波を発生づる。鋸歯状波の勾配は、６１Ｊ飽和レベ
ル（は、第５Ａ図及び第５Ｂ図に示づ様に一定で（（つ
って、全体的な閉ループ帰還装置の一部分の範囲によっ
て限定される。この後鋸南状波形閤号がｋＶ誤差儀号Ｆ
と共に比較器８５に印加され、この比較器がでれに応答
し−Ｃインバータを制御づるＰ　Ｗ　Ｍパルス列を発生
Ｊる。

例えＬＪ　ａ；＋角線１’　ｔ　、　−１−１の方向て
飽和が起り始めた場合、誤差増幅器１８が精密級整流器
８２に対しＣ直Ｍ）しｌ＼ル入力４−発生し、整流器の
出力がこの人力に直線的に比例ηる。精密級整流器８２
は誤差増幅器７８からの１Ｆ又は負の直流電圧入力の何
れかに応答づる。ぞの符号は電力１−ランジスタ・イン
バータの該当りる電流の方向に関係する。この結果、特
定の直流飽和レベルの大きさが、精密級整流器８２の出
力を決定し、この飽和レベルが状態を補正する様に予め
設定され１ζ基準レベルより高くなった場合、この出力
が［［１−スイッチ１１を通過する。例えば対角線“Ｉ
−＋、ｌ’ａで飽和が起ると、鋸歯状波発生器が波形の
内、Ｔ　＋　、−１−４のス・１角線が導電している部
分の勾配を大きくし、第５　Ｂ図に見られる様に、この
様に勾配が大きくなることが、帰還の所定の誤差信号に
対し、マーク／スペース比を減少づることにつながり、
この為、交互のサイクルで、この対角線のマーク／スペ
ース比が減少して、例えば１〜ランジスタのヒスブリシ
ス時間の差又は鉄心の局部的な飽和による不平衡を動的
に補償する。

第４図でこの様な飽和状態があった場合、ｉｌ差増幅器
の出力が比較器７９に対づる正の基Ｌｉ（賄に打ち勝ち
、比較器７９は指令論理信舅をナン１−・グーｌ−Ｇ　
２に送り、Ｔ＋、Ｔａ対角線のＡン時間と同期さけ、こ
の為、１’＋、Ｔ４対角線のトランジスタがオンに転じ
た詩、鋸歯状波発生器の波形１．１自動的に勾配が大き
くなり、マーク／スペース比が小さくなる。こうして閉
ループ比例制御により、飽和レベルが動的に且つ電子式
に補償される。即ち、マーク期間Ｘが短くなり、期間Ｙ
が長くなる。

この電子的な］：［Ｔ補償の利点は、一旦変流器６７の
電流レベルが予め設定した基準飽和レベルを越えると、
連続的に動作し、インバータの対角線が飽和に向う時、
マーク／スペース化を適当に減少づることにＪ、す、比
例的に制御され！ζ形で補償づることである。

論理制御装置 論理制御装置３７がマイクロコンピュータ４１と関連し
て作用するが、次にそのアナログ及びディジタルの両方
の機能について説明覆る。アナログ機能が第６図に示さ
れており、論理信号の流れが第７図に示されている。ア
ナログでもディジタルでも、その信号９８理回路によっ
て１りられる出力がマイクロコンピュータ４１に供給さ
れ、このマイクロ］ンピ」−夕が全体的なインバータの
動作、保護作用及び性能を制御する。

第６図では、左側に一連の入力信号１１１乃至Ｉ６が、
でし−Ｃ右側には一連の出力信号０１乃至０６が示され
ている。これらの入力信号及び出力信号は、装置内の保
護回路に印加され或いはこの保護回路から得られるもの
であって、高月−側に於【プる全体的な装置の動作を制
御Ｉ−Ｊる。最初に対地陽極及び陰極信号Ｉｎ、１ｍ２
は、第３Ｂ図及び第８図を見れば判る様に、分圧器又は
分流器３２から来る。これらの信号が演算増幅器８４で
加粋され、その出力はｋＶ高圧出力を表ねり。この出力
がキャビネット内の主又は中央マイクロブ［１［ツリ３
゜に帰還され、第３図に示１様に、実時間動作てキロボ
ルト数を検査覆る。演算増幅器８４の出力が演算増幅器
８６の正の側に供給され、そこで第３図に示す様に電力
キャビネット内の中央ンイクロプロセッサ３０からＤ／
Ａ変換器５２を介しＩ来るキ［１ボルト数要求信号Ｉ２
と比較される。演算増幅器８６がキロボルト数期間の誤
差信号Ｆを、ｔｌｎし、ぞの信号が比較器８５に印加さ
れ、そこで第４図及び第５図に示１鋸歯状波発生器の出
力と比較されて出）Ｊｏｔを発生ずる。出力０＋は、イ
ンバータを制御するパルス幅変調のパルス列である。

第６図には、変圧器２８を含む高圧側だけ′Ｃなく、電
力Ｉ−ランジスタ・インバータ２７をも保護スる保護回
路や、高圧側から普通生じ、全てのＸ線装置で典型的に
起るアーク、閃絡又は過渡状態によって影響を受ｔノる
関連した制御回路が何種類かある。

比較器８８の出力０２が、（１）動作が非常に高速であ
り、（２）８圧側で起り得る小さな過渡状態にも応答Ｊ
る様な過電圧保護作用をする。第６図について説明する
と、キトビネツ］〜の中央処理装置からのｋＶ要求信号
Ｉ２が演算増幅器８９の正の入力に供給されて、最大許
容過電圧、例えば１０ｋＶと考えられる基準信号に加弁
される。演算増幅器８９の出力は要求値のｋＶに１０　
ｋＶを加えた信号ひあり、比較器８８で、この信号が、
演算増幅器８４から比較器８８の負の入力に送られる高
圧ｋＶ帰還信号から減９γされ、又はそれど比較される
。比較器８８の出力０２１．ＩＩ論理１又は論理Ｏであ
り、論理Ｏから論理’ｌ　／＼の変化は過電圧の表示で
あって、専用のインバータ・マイクロコンピュータによ
って、ソフトウェア・リブルーチンを通じて、強制的に
装置の動作を停止させる。この過電圧の特徴は、一旦そ
れが検出されると、１０マイクロ秒という短い時間内に
、インバータを引外し又は停止づる。これは普通の装置
に於（プる過電圧応答よりも１０００倍乃至２０００倍
も速い。従っ゛（、この特徴によって、Ｘ線管、高圧整
流器２９及び高圧変圧器２８が保護されて、その寿命が
伸びる。この為、これらの部品は僅か数マイクロ秒の過
電圧に耐えるものでなりればならない。

第６図に示づ保護の別の特徴は、Ｘ線管高Ｊ、を回路に
於ける対地陽極電圧及び対地陰極電圧の差の不平衡に対
づるものである。これは入力Ｉｎ、ｂｙを持つ演算増幅
器９１を通じて行われる。これらの入力を減幹して、そ
の出力を比較器９２に印加し、５ｋＶ基準信号と比較リ
−る。対地陽極電圧と対地陰極電圧の間の不平衡が５に
■より大きい場合、比較器９２がオフに引外され、出力
０３は直ちにインバータ・マイクロコンピュータ４１に
よって装置の動作を停止する。この保護回路は２次コイ
ルに起る製造上の欠陥を検出することが出来る。即ち、
２次側のターン数が誤っていて、５ｋＶ、Ｌり人きい差
か生じた場合、今述べた回路にＪ：る試験の際にこの誤
りが検出される。更にＸ線発生装置の動的な性能並びに
動作で、陽極源又は陰極源に問題になる様な偏差がある
場合、又は高圧ダイオードの内の１つの故障により、又
は例えば２次コイルの部分的な短絡により、別の不平衡
が起った場合、出力の差は５ｋＶＪ：り人さくなり、こ
の異常は不良状態であると云えるが、窓比較器９２の出
力によって検出され、それを表わ８Ｉ論理信号がデータ
・リンクを介してＡペレータ・コンソールに送られる。

こうしＣ比較器９２の保護作用により、変圧器の２次コ
イル、高圧整流器、出力ろ波器又はＸ線管自体の何れか
に起り１！する故障、損傷又は偏差が検出される。

別の保護回路は、フィルムがＸ線に露出される時、大部
分の露出はエネルギ・レベルが請求レベルの７５％より
＾い時に行われることに関りるものぐある。比較器９３
を設け、正の入力にｋＶ帰遼遠信号受取ると共に、口の
入力に７５％ｋＶ要求レベルを表わす信号を受取る。こ
の７５％の信号は、演算増幅器９０及び分圧器９５によ
って取出される。

電ツノ１−ランジスタ・インバータ２７をオンに転じた
時、ｋＶ出力が１胃し始め、ｋＶ要求埴の７５％に達し
た時、比較器９３がオンに引外され、出力０４を発生し
、こうして請求値の７５％のレベルに達したこと、並び
にこの時露出時間をｈｌ数リすきことを専用のマイクロ
コンピュータ４１に知らせる。

この回路の関連した保護機能は、キロボルト数の上昇時
間の間、電力ｉ−ランジスタ・インバータ２７か或いは
積分回路の何れかの何等かの欠陥を検出して、特定の期
間、例えば２．５ミリ秒の後、ｋＶＶ還電圧が要求値の
７５％に達しない時、電力１−ランジスタ・インバータ
２７、その周辺回路、高圧変圧器２８、整流器２９、ろ
波器又は帰還回路に問題があると想定覆る。この時、こ
の信号を使って装置をオフに安全の為に引外す。

上に述べた３つの保護回路は何れも電圧レベルの偏差を
感知することに関係している。過大な電流レベルが発生
したことを感知し、それに対して保護する必要もある。

この目的の為、第６図の下側には、第１の電流限界及び
第２の電流限界と呼ぶ２つの同一の回路が設けられてい
て、これらは冗長性の為にあるが、同じ設定レベルを持
っている。冗長な回路を使う理由は、過負荷が発生した
場合、インバータ２７が一層大きな電流を発生しようと
努め、ぞの為、インバータがそうしない様にりる何等か
の方法を用いな【ノればならないからである。この様な
過負荷はＸ線管の閃絡によって起ったり、或いは例えは
変圧器にアークが発生したり或いは出力タイオードが短
絡した為に起ることがある。更に、飽和防１１二回路４
７が故障し、変圧器２８が飽和に向う時、電流が増加し
、この電流増加がレール電圧を下りる傾向があって、出
力に問題を招く慣れがある。この為、電流限界回路は、
−１ｊの限流チトンネルの故障によつ〔も装置が保護さ
れる様に保証覆る為に、同じ設定レベルを持つ２つの冗
長回路で構成される。

動作について説明づると、フェライトの鉄心を持ってい
て、インバータの出力で変圧器２８の１次側と直列に接
続されＩこ１対の変流器９４．９６によって電流制限作
用が開始される。夫々の出力が差動増幅器９７．９８に
供給される。これらの増幅器は、インバータ、放射等に
よって起り得る雑音を避ける為に、共通様式の排除が非
常に強い。出力Ｉ５゜Ｉ６が夫々の精密級整流器９９．
１０１に印加され、これらの整流器が殆ｌυど遅延なし
に、夫々の電流に比例する直流レベル信号を発生する。

これは、電流制限動作の完全な応答の点Ｃ，装置が十分
安全でなくなる桿、遅延が長くなる慣れのある従来めＲ
Ｃろ波器を用いた方式とは対照的である。精密級整流器
９９．１０１の出力が夫々比較器１０２．１０３の正の
入力に印加される。２つの電流限界レベルが夫々の比較
器１０２．１０３の負の人力に印加される。

動作中、電流が何れかの比較器１０２又は１０３の設定
レベルを越えると、出力０５又は０６がオフになり、第
７図に示す様に、論理制御装置３７に印加され、電力ト
ランジスタ・インバータ２７ヲ制御して、トランジスタ
が選択的に遮断される様にし、この為に電流が自動的に
減少して遅延し、次の半サイクルで再びオンに転すると
いう様になる。

こ）で電流限界は、変圧器巻線に蓄積されたエネルギが
、ぞれまでは導電していた上側のトランジスタと相補形
の下側ダイオード及びその対角線の下側トランジスタを
介して循環することが出来る様に、上側の１〜ランジス
タ１゛１及び１−２（第４図参照）だ【ノを遮断づるこ
とによって作用することに注意りる必要がある。これは
、誘導性電流又は誘導性エネルギー１Ｌｔ　が、下側の
フライホイール・ダイオード、変圧器巻線及び下側トラ
ンジスタで構成されｌζループで減衰づることを保証す
る。

こういう減衰ループは、１４１個のトランジスタ全部が
Δフに転じＩζ場合より、一層効果的である。４個のト
ランジスタがＡフに転じた場合、誘導ｆ１エネルギは下
側のフライホイール・タイＡ−ドから変圧器を介してて
の対角線の上側のフライホイール・ダイΔ−ドに散逸し
なければならない。このループでは、エネルギが直流レ
ールに帰還され、ずっと速く減衰し、下側のフライホイ
ール・ダイオード及び下側のトランジスタが導電りるこ
とか出来る様にする。対角線の下側及び上側のダイオー
ドを介して固定直流レールに帰還される循環エネルギが
この様に高速で減衰覆ることは、電流限界の一層速い引
外し作用を招き、その為に制御されない非常に高い周波
数でトランジスタをＡン及びＡノに切換えることがある
。この理由で、上側のトランジスタだけを遮断りる手順
は装置の性能並びに動作を一層よくづることに通ずるこ
とが実験で判っ／ｊ　、こうじで変圧器の１次側を通っ
−Ｃ下側１〜ランジスタ及びダイオードを循環する時の
電流の減衰時間を一層長くし、こうしてインバータの高
周波での擬似的な動作を避（プる。

次に第７図に示づ様な保護装置のディジタル形動作につ
いて説明すると、この装置の中心は専用のインバータ・
マイクロコンピュータ４１’（”ある。

このマイクロコンピュータが鋸歯状波発生器の上向きの
傾斜を発生させ、誤差信号と同＋１１１　Ｌ、出力トラ
ンジスタを制御し、起り得る故障の検出があった場合、
それを確認すると共に、出力回路にどんな種類の誤差が
検出されているにしでも、それを記録する為に中央制御
マイク［■ブロセッリ３ｏとの間で連絡り゛ることによ
り、装置全体の同期作用を行う。マイクロプロセッサ３
０からマイクロコンピュータ４１に送られる信号は幾つ
かある。最初に、マイクロプロレッリ′３０内で発生さ
れ、露出を開始りることをマイク【二１」ンピーＬ−夕
に知らせる露出指令信号がある。それが発生ずる前に、
マイクロコンビュータ４１は、（１）電源の状態並びに
４つのトランジスタが正しい状態にあること、並びに（
２）露出を開始りる前に、電力トランジスタ制御器３８
が正しい状態にあることを保証す°る為に、相異なる信
号によって装置全体の状態を検査する。

マイクロコンビコータ４１は、マイクロプロセッサ３０
からの露出指令信号の他に、露出時間信号及び位相電圧
制御信号をも受取る。露出時間信号は露出時間の長さを
定め、位相電圧制御信号は、低エネルギの露出に対し、
出力で補償する為に、非常に小さなパルス幅を持つ出力
パルスを発生ずるのに使われる。こうして、閉ループ帰
還動作を通じて緊密な制御を保証する為に、持続時間が
数マイクロ秒という様にパルス幅を小さくすることが出
来る。周知の位相電圧制御方式が、対角線の下側のトラ
ンジスタを上１ｌｌｌｊのトランジスタと同期させ、こ
の為、出力１〜ランジスタをＡノに転する前に、ＲＣ！
！ｍ回路が完全に放電している様に保証覆る為の最低限
の時間、典型的には２０マイクロ秒に、−口上側のトラ
ンジスタのパルス幅が固定されると、同じ対角線上の両
方のトランジスターが閉ループ帰還動作によって定めら
れる長さの時間の間導電する。従って、露出に必要なエ
ネルギが低レベルである場合、位相電圧制御器は電力ト
ランジスタ・インバータの対角線の出力に非常に小さな
パルス幅を調節して発生し、精度の高い低エネルギの露
出時間を達成づる。

７５％出力キロボルト信号は第６図の保護回路から来て
、出力電圧がｋＶＦｌ要求値の７５％に達したこと、並
びにマイクロプロセッサ３０が露出時間の計数を開始す
べきことを専用のマイク［１コンピユータ４１に知らけ
る。この目的の為、マイクロコンビコータ４１が露出開
始と呼ぶ信号を中央マイクロプロセッサ３０に送り返す
。この時マイク［１ブ［Ｊセッ４ノ３０が露出の口数を
開始づる。冗長性の為、これら＝１−レヒネッ１へ／コ
ンソール間のデータ・リンクを介し−（］ンソールのマ
イクロコンピュータによって行われる。

露出中に過電１［又は不平衡状態が発生した場合、マイ
クロコンピュータ４１によってインバータの１−ランシ
スター１１−−１−４に対Ｊる出力を停止さける信号が
出る。

」にｊホへた保護の特徴の他に、この出ＭＩと同［］に
出願されｔｓ係属中の米国特許出願通し番号第５６４．
６１２号に記載される様に、電力１〜ランジスタ制御器
３８を駆動づることによって、出カドランシスター１’
＋−Ｔａを制御する一絹の論理アンド・グー１〜Ｇ’ｌ
、Ｇ５．Ｇ６．Ｇ７がある。全般的に云うと、Ｇ　／ｌ
が上側のトランジスタ丁１を制御Ｉ　Ｌ、Ｇ５がＴ２を
制御し、Ｇ６が丁３を制御し、Ｇ７が１−４を制御づる
。Ｇ４に入って来る主たる信号がＴ１に関１糸づるマイ
クロコンピュータ４１からの駆動信号であり、これが０
４を付能し、変調信号が１〜ランジスタ１−１に対する
Ｇ４の出力を変調Ｊることか出来る様にづる。同様に、
マイクロコンピュータ４１が夫々ゲートＧＥｉ、Ｇ６．
Ｇ７に対し、Ｔ２．Ｔ３、−ｒａに関係づる駆動信号を
供給する。

ゲートＧ　４　、　Ｇ　５　、　Ｇ　６　、　Ｇ　７　
ニハ（二（７）他の２つの入力があり、それが不在であ
ると、変調を停止づることが出来る。この信号（状態１
〕ｓ）が不在である１例は、１−ランシスタ駆動電源の
故障によって起る。

それが不在であればトランジスターｌ　＋　−”Ｉ−Ｊ
の動作を停止する様に作用し得る他方の信号は）ｌｏ絡
保護又はシュートスルー保護と呼ばれる（ｉ　８であり
、口れは１つのｉ〜ランジスタ、例えば「１とそれと相
補関係にあるトランジスタ丁３の間の光学繊維のインタ
ーロックであり、ｊ・ランシスター１−３が誤動作でま
だオーンであれば、トランジスタ１■をもオンに切換え
ることは出来ない。これは、もしそういうことが起った
場合、垂直のシーエートスルーが起って、第２のトラン
ジスタを損傷づるがらである。この保護の特徴は両方向
であって、トランジスタＴ３が降伏づれば、Ｔ１をオン
に切換えることは出来ない。逆に、Ｔ１が降伏すれば、
インターロックが、Ｔ３がオンに切換えられる前に、１
−３を制御りる。電力ｊ・ランシスタＴ２及び］４の他
方の垂直枝路についても同じである。

上側の２つの１〜ランジス７Ｔ＋及び−１−２だｔノに
印加される信号が線路保護信号である。この信号の不在
は、ゲートＧ１０に対する３つの異なる信号が供給され
るｋＶ出力保護装置の故障によって起る。この保設線は
アンド・ゲートＧ１０によって発生される。アンド・ゲ
ートＧＩＯは、第２の電流限界レベル、過電圧保護又は
不平衡保護によって切換えられ、この為、ＧＩＯからの
出力は保護信号であって、グー１〜Ｇ４又はＧ５を介し
て、トランジスター１１及び−「２の駆動を停止Ｊる様
に作用し得る。第２の電流限界、過電圧又は不平衡回路
の内のとれ−Ｃも、電力出力段に不良状態が発生ずるの
を避ける為に、１〜ランジスタＴ１及びＴ２の出ノＪを
不作動にりる。。

下側のトランジスタ１゛３及び１４は、高圧変圧器から
の波形の半ザイクル全部にわたって導電する為、それ程
重い負担を受ｔノない。これらの１〜ランジスタは、マ
イクロプロセッサの］３及びＴ４端子から夫々グー１〜
Ｇ６．Ｇ７に印加される信号によって制御される。

ゲートＧ４及びＧ５に対する「変調」信号によって表わ
される電流限界の特徴も、上側の２つのトランジスタ１
−１及びＴまたけに作用する。この為、マイクロコンピ
ュータ４１が同期化信号を発生し、それが７リツプフロ
ツブ１０４．１０６に印加される。これらのフリップ７
０ツブはこの同期化信号と２次入力、即ちフリップフロ
ップ１０４では第２の電流限界信号、フリップ７０ツブ
１０６ではアンド・グー１−０９の出力信号との両方に
につて制御される。ゲートＧ９は第１の電流限界及びオ
ア・ゲートＧ８の出力によって制御され、オア・ゲート
Ｇ８はパルス幅変調のパルス列信号と、フリップフロッ
プ１０６の出力から発生される２０マイクロ秒の単安定
パルスである同期化信号を受取る。この最低パルスを発
生するのは、トランジスタ・インバータの出力側にある
ＲＣ直列回路が、１〜ランシスタがＡノに転する前に完
全に放電していて、こうしてトランジスタの２番目の降
伏が起らない様に保、１１りるのを保証する為である。

動作について説明づると、第２の電流限界がＡフに例外
され−Ｃいると仮定覆れば、フリップ７０ツブ１０４の
出力は第２の電流限界と同期した作用であり、フリップ
７０ツブ１０６が、第１の電流限界を通じて、且つＲＣ
放電の保証づる為の２０マイクロ秒の単安定最低パルス
のターンオンと関連して、変調パルスを発生づる。その
後、マイクロコンピュータ４１が変圧器の主周波数波形
を発生し、これが直らに下側のトランジスタＴ３　、Ｔ
４に印加される。この９４ｊ形波はグー１〜Ｇ８．Ｇ９
及びフリップフロップ１０４．１０６を通るパルス幅変
調のパルス列信号と同期しＣいて、矩形波発生器の立上
り時間と同期しｑつその終りに出るパルス幅変調のパル
ス列を上側のトランジスタ王１並びに／又はＴ２に印加
づる。この時、即ち、ことことくの半周期の終りに、マ
イクロコンピュータ４１は、対角１！１、即ち１〜ラン
ジスタ王１及びＴ４から対角線２、即ちトランジスタ］
−２及びＴ３に切換える信号をも発生する。この対角線
の切換えは、導電している対角線のトランジスタの完全
なＡフ切換えが成功する様に保証する。最後にマイクロ
コンピュータ４１が故障の誤まり及び誤差符号をｂ発生
ずるが、これらが制御マイク［１プロ［ツリ３０に送り
返され、考えられる故障の内の１つが発生した時点、並
びにそれがどういう種類の故障であるかを知らせる。２
進数が復号され、データ・リンクを介して表示コンソー
ル４９に送られる。

こうしてマイクロコンピュータ４１は、電力インバータ
の制御、波形の発生、キャビネット側の中央マイクロブ
ロレッナとの連絡、指令を受取ること、並びに最も起り
易い問題であるが、電力回路で故障が起ったかどうかと
いう様な判断を下づ為の情報を装置に供給することの点
で、非常に高度の融通性を持つ。

高圧分流器及び高圧分圧帰還回路 第３図の高圧分流器４４及び高圧分圧帰還回路４６が第
８図に更に詳しく示されている。高圧分流器４４は、高
圧側で発生して、電子式の制御回路に影響を及ぼ１惧れ
のある過電圧に対し、保護作用をする。独特な特徴は、
普通の分流器の非常に多数の部品に代えて、高圧整流器
２９の直流側からの必要な出力コンデンサ７１を２次的
な役割として使っていることである。追加する必要のあ
る部品は第８図に示づ下側のコンデンサ１０１及び下側
の抵抗１０８だけであり、この為分流器の物理的な寸法
を大幅に小さくづると共に、普通の分流器で行われてい
る様に多数の素子を使うことによる固有の不正確さ並び
にコスト高が避けられる。典型的には、低エネルギの発
生装置（０，２５ｎ＋ΔＳの範囲内）では、ろ波静電容
量は最小限に抑えなければならない。例えばこの発明の
好ましい実施例では、コンデンサ７１の静電容量は陽極
から大地まで、約５ナノフアラドである。陰極と大地の
間にも同一のコンデンサ及び同一の分流器がある。下側
のコンデンサ１０７を使う目的は、低電圧、即ち５乃至
１５ポル］−の範囲内の出力信号をめ、それを悪影響な
しに制御回路に９ｉ）ｌすることが出来る様にすること
である。

これに関連して処理しなければならない問題は、Ｘ線管
がアークを出す時の大きな電圧スパイクである。これは
、陽極と大地の間、陰極と大地の間又は陽極と陰極の間
の何れかで起り得る現象である。勿論、何等かの保護を
しなｃノれば、こういう過電圧が制御回路を損傷する惧
れがある。装置を保護する為にこの発明で使う方式は、
最悪の場合、例えば演算増幅器８４に接続された制御回
路には、大電圧の過渡状態の間、装置を損傷する倶れの
ある過電圧がか）らない様に保証する上から下への電圧
力スケードろ波作用を設けることである。この保護作用
をする為、公称最大７５　ｋＶの場合の分圧器の条ｆ１
は、コンデンサ１０７とコンデンサ７１との比に２，０
００を乗じて、■×で定められる。コンデンサ１０７の
値は１０マイクロファラド程度であり、電圧Ｖｘは３７
．５ボルトに等しい。演算増幅器８４の入力に印加され
る分圧器回路内の点Ｖｙに於ける電圧は、抵抗１０９及
び１１１で除して、電圧ＶＺは大体Ｖｙの半分の値、即
ち４．９９ボルト又は例えば５ボルト近い電圧になる。

この５ボルトは、１５０ｋＶの出力レベルでは、同一の
陰極対地間分圧器の電圧に関連して考えると、分圧器の
合計信号が１０ポル１〜になる。

電圧を分圧りると、次にカスケードろ波作用が働いてく
る。最初に、過渡状態が発生して予定のレベルより高い
場合、避雷器ＳＰＩがスパイクに対づる保護作用を覆る
。この場合、Ｐ波作用に寄与を持つ別の素子が同軸ケー
ブル１１２である。同軸ケーブルは固有の静電容量及び
インダクタンスを持っていて、空隙Ａ１に達４る前に、
高圧側から来る放射雑音を下げる傾向を持つ。図示の様
に第２の避雷器ＳＰ２を設（）て、保護の万全を期す。

このカスケードろ波作用に更に追加して、コンデンサ１
１３．１１４．１１６及び抵抗１１７を設ける。抵抗１
１１及び］コンデンサ１１４の間で別のろ波効果がある
。最後に、抵抗１０９及びコンデン９１１６によるＶｙ
からＶＺまでのろ波効果がある。抵抗１０９及びコンデ
ンサ１１６は、上に；ホべた抵抗１０９．１１１の分圧
作用に関連して作用をする。この累積的な効果として、
陽極天地間電圧が７５，０００ボルトの場合、電圧Ｖｚ
の公称値は５ポル１〜である１、第８図の回路にはダイ
オード１１８．１１９もある。これらのダイオードは、
スパイクの極性に応じて、スパイクをダイオード１１８
を介して１５ボルトの電源に方向転換するか、又はダイ
オード１１９を介してＶｙから大地に方向転換する。更
に演算増幅器８４は、ダイオード１２１．１２２により
、その入力端子に対する過電圧から保護される。

（１）避雷器ＳＰ１、同軸ケーブル１１２、コンデンサ
　１１３、空隙Ａ１、避雷器ＳＰ２及び抵抗１０９、１
１１．１１７（７）分圧器ヲ含む素子ノ組含１！　ノｊ
Ｐ波作用、（２）抵抗１１７及びコンデンサ１１４の組
合せの一波作用、（３）抵抗１０９とコンデンＩす１１
６の組合せのろ波作用と、ダイオード１１８．１１９を
介してエネルギを電源のコンデンサに戻づ能力と組合せ
た効果として、高圧側に発生づる鋭いスパイクのレベル
がどうであっても、電子式の制御回路に損傷を招く程の
エネルギが加えられることがない様に保証される。

次に高圧分流器４４の設計についＣ更に詳しく説明づる
と、その過渡的な応答は、コンデンサ７１、抵抗６９及
びＶｘに於（）る等価抵抗を持つコンデンυ　１０７の
含田インピーダンスに関係するが、定常状態では、その
積電は抵抗６９及びｖ×の等価抵抗に関係づる。比較的
小さな値の減衰抵抗１２４を設けて、直列インダクタン
スににって発生されるかも知れないコンデンサ７１に対
りる余分のリップル振動を減衰さける。この理由で、高
圧コンデンサ７１は典型的にはナノヘンリー未満の小さ
いインダクタンスの値を持つことが好ましい。抵抗６９
、及び直列の抵抗１１７．１０９．１１１と並列の抵抗
１０８で構成された等価抵抗と、コンアン４ノア１及び
１０７の間の関係は、それ等の時定数を同じにしなけれ
ばならないこと、並びに要求される電圧又はＶＸの電圧
が、最大７５ｋＶの陽極天地間電圧に対し、（アンダー
ライター・ラボラトリーズによって要求される）４０ポ
ル１〜程度に１べきであることによって定められる。分
流器の設定に対する調節が非常に簡単であり、必要な唯
一の調整は、コンデンサ５１の許容公差、典型的には５
％程度に対して、コンデンナ１０７を調節することであ
ることをこ）で述べておきたい。この１個の調節に較べ
て、従来の分流器では、非常に多数の部品を使っている
為に、非常に多くの調節を必要とづるのが典型的であり
、それと非常に対照的である。

この発明の分流器の別の利点は、高圧側から３７．５ボ
ルトの点ＶＺまで、部品の数が２個の抵抗及び２個のコ
ンデンサと最小限に抑えである為、累算的な誤差の惧れ
が最小限になっていることである。抵抗に要求される許
容公差はそれ稈厳しくない。これは抵抗の数が僅か２個
であるからである。この為、過渡的な応答が速い分流器
を非常に簡単に、安いコストで高いＩＩ曵で作ることが
出来る。

抵抗だけを使う従来の分流器は良好な過渡的な応答及び
速い立上りを持たないのが普通であるが、非常に急激な
立、［りを以て高い周波数で動作１・るこの発明の装置
では、閉ループ帰還電圧制御が出来る様に良好な過渡的
な応答が得られる。更に、一層大きな帯域幅Ｃ動作が出
来、こうして装置の応答が改善される。

混合増幅器及び帰還制御器 高圧帰還制御装置が第９図に示されており、Ｏ乃￥１０
ボルト程度の電子回路用の低レベル信号である可変電圧
指令を発生する周知の手段を含んでいる。この発明では
、この信号が中央マイクロプロセラ４ノ３０により、デ
ィジタル・アブログ変換器５２を介して発生される。線
７２を介して出力から戻っ−Ｃ来るキロポル１ル数帰還
信号がアナログ・ディジタル変換器５３で変換されて、
同じマイクロプロセラ１ノ３０に供給され、装置が正し
く動作し−Ｃいること、並びに帰還電圧が指令電圧に追
従していることを実時間動作で確認する。第９図に示′
ＴＪ好ましい電力段が先ず電力！ヘランシスタ・インバ
ータ３９を含１１．ｒ：イる。このインバータは、２４
　ｋＶ　（乳房造影法）から１５０ｋＶ　（放射線写真
法）までの要求される非常に広いキロホルミル数で作用
することが出来る様にづる為に、変圧器の２つの固定タ
ップ■及び■の内の１つで作用する。第９図では、電力
トランジスタ・インバータ３９の出力に、こＮで１次側
と呼ぶ高圧側に対する等価回路が示されている。その主
な構成部品は、変圧器の漏洩インダクタンス、インダク
タンス及びぞれに伴う直列インダクタンスＬＴ、＞Ｐ波
コンデン＋ＩＣＥ及び可変負荷ＲＬである。この沖波コ
ンデン１ノは１次側に対しては、高電圧の時の値に変圧
器のターン比の自乗を乗じて計算され、この結果非常に
大きな値になる。可変負荷は１次側に対しては、非常に
広い範囲にわたって変わり得る（典型的には、１．２５
０ｍＡから０．１　ｍＡと１５，０００対１に、又は場
合によっては更に大きな負荷電力の変化がある）。

更に前に述べた高圧分圧器が示されている。これは電圧
帰還用の混合、増幅及び制御器３４と中央処理装置３０
を動作させる為のキロボルト数帰還信号を発生する。

閉ループ帰還制御装置の主な特徴の１つは、抵抗１２６
、抵抗１２７及びコンデンサ１２８の組合せによって行
われる電圧帰還の進相と、帰還抵抗１３１及びコンデン
サ１３２の時定数によって得られる混合増幅器１２９の
８相であり、その協働作用によってｋＶ帰還誤差信号が
発生されるが、これは立上り期間の量変化すると共に、
定常状態では直流信号とみな１ことが出来、鋸歯状波発
生器３６と比較され、比較器１３３の出力にパルス幅変
調のパルス列を発生−４る。

上に）ボベた飽和防止回ＷＪ４７も閉ループ帰還キロポ
ル１〜数ループの一部分であることを述べてｄ３きたい
。これは、鋸歯状波発生器からの波形の勾配を動的に変
える時、ループ全体の制御器の実効利１ｒ７−ｂ変えて
いるからである。飽和防止回路４７に於りる変動は小さ
く、変圧器自体が到達づる飽和レベルに従って動的に変
化しているが、ループに導入される可変利１ｑは、装置
の安定性並びに性能のよい動作にとって考慮に入れなけ
ればならない別の重要な特徴である。ループの遅相回路
の目的は、誤差帰還信号のＮ音をろ波Ｊることである。

最適の性能を達成づる為には、装置の帯域幅、短いパル
ス応答及び帰還のトラッキングを改善りる為に、遅相回
路は最小限に抑えなければならない。この発明の遅相回
路は、抵抗１３１及び］コンデンサ１３２の組合往の時
定数と、ＦＩＬ及びＣ「の値によって決定される負荷ろ
波器の時定数とによって特性的に定められる。然し、１
（ＬＣＦが可変であって、前に説明した様に、典型的に
は１５，０００対１で変化することがあるから、抵抗１
３１及び］ンデン号１３２によって混合増幅器１２９に
導入される位相の遅れは、制御並びに安定性の点Ｃ１Ｘ
線発生装置で酋通に起る考えられる大幅の負荷電すＪを
補償しなければならない。他方、抵抗１３１及び］ンデ
ンサ１３２の組合せは、帰還装置が１ミリ秒という短い
露出時間に応答し得る様に保証する為、時定数が最低に
なる様にしなければならない。

混合増幅器１２９の帰還で装置の速い応答を得る為、市
場で入手し得る制限回路１３５を設（プる。この回路の
作用は、混合増幅器１２９の最大出力を１０ボルトのレ
ベルに制限することである。この１０ボルトのレベルは
鋸歯状波発生器の出力と同じ振幅であり、この為、混合
増幅器１２９の最大出力は鋸歯状波発生器の出力レベル
を越えない。この関係により、特に立上り期間の後の方
の部分の間、応答を一層遅く覆る原因になる様な涙金増
幅器の飽和を避（）る。冗相装買の２番目の作用は、進
相の特徴ににって導入され１＝雑音を補償し、予定の周
波数より高い所では、遅相装髄が装置に対Ｊる雑音の影
響を最小限に抑える様にづることである。

立−１ニリ時間の間、抵抗１２６．１２７及びコンデン
サ１２８による進相効果が、立上り時間の終りにオーバ
シュートを予定のレベルにクランプ覆る。これが負荷の
動的な変動、又はキ（コボル１−数に影響を与え得る、
直流レールの電圧レベルの様な他のパラメータの変動に
夕・１づる装置４の応答を改善づる。

こうして進相回路が立−］ニウリ時の間のＡ−ハシコー
１−を制御し、傾斜関数作用をする。制御の観点から見
ると、それが覆ることは、立上り一時間の間に変圧器及
び出力直流ろ波器が蓄積するエネルギを減少しＣ，Δ−
バシ１−トを制御することである。進相の特徴を使うこ
とに伴う主な欠点は、混合演算増幅器の出力に対する雑
音信号に固有の増加が起ることであるが、前に説明した
様に、カッｔ−Ｘ７周波数より高い周波数ではこれが補
（賞され、この為、進相によって発生される交流リップ
ルの増加が、前述の遅相回路並びに関連した中間遅相回
路によって実効的に相殺される。この回路は直列接続さ
れた抵抗１３０及びコンデン４）１４０で構成されてい
て、ダイナミック雑音を補償し、こうして高い利得及び
良い安定性を持つ改良された装置に於ける雑音レベルを
許容し得るものに覆る。装置の帯域幅は１乃至１．２ｋ
Ｈ２の範囲であることが好ましく、変圧器の切換え周波
数は他型的には６ｋｌ−１ｚＰｉｉ度又はそれより高く
、こうして進相並ひに中間遅相の両方に対する両方のカ
ットオフ周波数が、変圧器の切換え周波数より十分低く
て、進相の特徴によって発生される交流リップルの増加
を補償づる。装置の安定性が第１０図に示づ二］ル線図
によって示されている。この図は仝体向な利得の余裕が
約２０　ｄＢで位相の余裕が７０°であることを示して
いる。従って、装置の直線性並びに制御安定性の余裕は
非常に良好である。

この発明の装置は、種々の設計及び性能の特徴を考えれ
ば、更にＪ：り理解されよう。例えば立上り期間の間、
一方は立上り時間を速くする為に電流の流れを大きくづ
るという条件、そして他方はＡ−ハシ１−トを避（）る
と共に＼１法が大きすぎる部品を必要としないぐ済む様
に、電流の流れを制限しにうとづる条イ！１の相反する
相互作用条件があることが理解されよう。立上り時間の
間、電流が変圧器を磁イヒする為に非常に大きく流れる
傾向があり、出力ろ波」ンデンサ６９を充電するが、変
圧器の漏洩インダクタンスによって制限されるだりであ
る。この漏洩インダクタンスは段８１により、１次側及
び２次側の間の信号波形の再現性が非常によくなる様に
、最小限に抑えることが好ましい。

ｘＶＡ発生発生装置流出力−波器の規模は、達成しよう
とづ−る低いｍＡ、インバータの所望の切換え周波数、
及びｒ［容し得る出力電圧のリップルの兼合いである。

この弁明の特徴は、立上り期間の間、周波数を高くして
、限流作用を少なくして立上り時間を一層速くし、こう
して矩形波にごく近い波形を得ることである。

上に述べた条件の他に、電力１−ランシスタ・インバー
タ２１並びにそれに関連した制御装置がＷ１容し得るレ
ベルに電流の流れを制限づる必要がある。

更に、立上り時間の終りのオーバシュートを避ける為に
、電流の流れ並びに関連づ゛る立上り時間を制限しなけ
ればならない。こういう埋出で、立上り時間の間に電流
を制御しなければならないが、それと同時に、Ｘ線手順
で好ましい結果を得る為、特に短い露出では、装置は０
．５乃至１．５ミリ秒の範囲内の妥当な立上り時間を達
成しなければならない。こういうことが、増加する可変
のマーク／スペース比の特徴の作用と、定常状態の動作
よりも一層高い周波数で動作させることによって達成さ
れることは、前に述べた通りである。

上に説明した電流レベル相互作用現象の別の１面は、立
上り時間の間、混合増幅器１２９が飽和状態にあり、飽
和期間の間、装置が変圧器鉄心の飽和状態から速やかに
回復すること並びにこの期間中制御作用が保たれること
を保証する為に、何等かの制御作用を加えなければなら
ない。前に説明した様に、この制御作用を設定する為、
混合増幅器１２９の帰還に出ツノ制限回路１３５を装入
して、コンデンサ　１３２が回復するまでの時間が長く
なる様な極端な位置に誤差信号が行かない様にして、誤
差信号が鋸歯状波発生器の交点の限界内にあって、混合
増幅器を飽和状態から速やかに脱出させ、立上り期間の
終りに良好な制御作用を達成する。この立上り時間の終
りに、並びに立上り時間の間でも、飽和防止回路４７は
変圧器２８が飽和状態から確実に脱出する様にする為に
釣合せなければならない。これは、この立上り時間の間
、マーク／スペース比又はボルト７秒の動的な非対称性
がインバータ２７及び変圧器２８に加えられるからであ
る。

立上り時間の間の増加する可変のマーク／スペース比は
、マイクロブロレッＩす３０からＤ／Ａ変換器５２を通
じて電圧要求値の勾配を制御して、立上り時間の初めの
小さなパルスが、電力インバータに対づる電流限界と共
に、電流を制限し、立上り期間をも制御覆ることによっ
て達成し得る。

第１１Ａ図乃至第１１Ｆ図は、ゼネラル・エレクトリッ
ク・カンパニが製造したｘＩＩ管ＭＸ−１００に種々の
パラメータを用いて動作づる時のこの発明の装置の性能
を示している。第１１Ａ図は、５５．６０゜７０、８０
．９０及び１００ｋＶの異なるｋＶレベルに対して６４
０＋ａＡの電流負荷を用いた時の３２ミリ秒の典型的な
露出時間を示す。先づ、立上り時間が非常に速く、即ち
１ミリ秒以内であることが認められよう。２番目に、立
上り時間の間の直線性が非常によく、進相補償の為に、
立上り時間の終りにオーバーシュートが緊密に制御され
ている。定常状態の動作中、出力のリップルが出力電圧
と共に減少し、マーク／スペース化が電圧上昇と共に増
加することが判る。然し、何れの場合もリップルはごく
少ない。

第１１Ｂ図は、夫々１２５ｋＶ及び４００１１１Ａの電
圧及び電流レベルで動作する時の１ミリ秒並びにそれ以
上の露出時間を示す。この図で示す１つのことは、帰還
回路の効果が非常に高速であることである。

ｋＶ波形の平坦な頂部は、帰還が１ミリ秒以内に作用し
ていることを実証している。この図は、立上り期間の間
、限流作用が働いて立上り期間中にろ波コンアン１ノ及
び変圧器に■ネルギが蓄積されるのを制御して、Ａ−ハ
シ１−トを防止づる場所の表示を幾つか示している。動
作パラメータは、Ｘ線発生装置が非常に低いＩＩＩＡで
自動露出ｉ制御で作用する時の典型的な値である。この
様に非常に低いｍＡの場合、従来の発生装置では再現性
が、負荷の大幅の変動の為に達成するのが非常に困難で
ある。この発明は、この様な状態でも、オーバシ」−ト
がなく、頂部が平坦で応答が速いことを保証する非常に
高速の閉ループ動作でキロボルト数を制御づることによ
り、良好な性能を達成する。

第１１Ｃ図は１１０ｋＶ、４００ｍＡの時の露出を示し
ており、インバータの電流波形を示す。この図は相異な
る２つの期間をはっきりと示している。第１の期間、即
ち非線形立上り期間は、電流が定常状態のレベルより一
層高いレベルで流れることが出来、立上り時間を速くす
ることを示している。更に立上り時間の間ら、定常状態
の動作中も、波形が非常に対称的であることを示してい
る。これは、飽和防止回路４７の作用の為、変圧器の飽
和現象がないことを表わす。更にこの図は、立上り期間
と定常状態の間の移り変わりが進相動作の終り並びにｋ
Ｖ数の頂部に達し／ｊ時に、滑らかにｌっ高速で行われ
ることを示している。

ｋＶ階段形応答が第１１Ｄ図に示されており、この図ハ
２００ｍＡ　、　７０　ｋＶの波形に１５　ｋＶの段階
を重畳した場合をポジ。この図から判る様に、Ａ−バー
シュートがなく、落着き時間は非常に速い（１ミリ秒未
満程度）。これは遅相及び進相回路が支配的になる第１
次装置、即ち１／（１＋ＳＴ）であると思われる。

第１１Ｅ図は同じ波形であるが、周波数が一層高くなり
、７，５　ｋＶｐの階段を重畳し／ｊ場合を示しており
、キロボルト数周波数応答を示しでいる。

下側の曲線は、可変の中間要求値を発生づるクロック発
生器を示す。

第１１Ｆ図は第１１Ｅ図と同様であるが、７５　ｋＶ’
ｌ）に７．５ｋＶｌ）を重畳した場合である。然し、時
間の目盛が変わっており、周波数はこの時５．５ｋ）ｌ
。

である。

第１０図及び第１１図に示し７ｊ性能データから、電圧
！１ｒｔｌ還制御器に関してひき出せる結論は次の通り
である。（１）Ｘ線発生装置に用いる広い範囲の方式に
わＩこり、実質的にＡ−バシコートがない。

（２）少なくとも５．５　ｋｔｊｚまではトラッキング
が非常に良好である。（３）不安定性がなく、むしろ直
線性並びに再現性が非常によい。（４）その挙動は第１
次装置１／（１＋ＳＴ）の挙動である。

この発明を特定の実施例並びに例について説明したが、
当業者には以上の説明からいろいろな変更が考えられＪ
ζう。従って、特許請求の範囲内で、この発明はこ）で
具体的に説明した以外の形で実施することが出来ること
を承知されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＸ線発生装置の略図、第２図はこの発明
のＸ線発生装置の略図、第３Ａ図及び第３Ｂ図はこの発
明の好ましい実施例の電圧帰還及び制御部分の回路図、
第４図はこの発明の飽和防止回路の回路図、第５Ａ図及
び第５Ｂ図はこの発明のインバータの制御装置で発生さ
れる代表的なパルスを示す簡略のグラフ、第６図はこの
発明で用いる種々の保護回路の回路図、第７図はこの発
明の保護回路のディジタル部分を示す回路図、第８図は
この発明の好ましい実施例の分圧器の回路図、第９図は
混合増幅器並びにそれに関連した進相回路を含むこの発
明の帰還制御部分の回路図、第１０図はこの発明のキロ
ボルト数帰還をグラフで示１ニコル線図、第１１Ａ図乃
至第１１Ｆ図はこの発明の性能のいろいろな特性を示Ｉ
Ａツシロスコープに得られｔ＝ｍ跡を示１グラフである
。 主な符号の説明 ２３：３相入力 ２４：整流器 ２１：インバータ ２８：高圧変圧器 ２９：整流器 ３７：論理制御装置 ４７：飽和防止回路 ４８：電流限界回路 ６７：変流器 特Ｗ１出願人 Ｕネラル・ルクトリック・カンパニイ 代理人　（７６３０）　生　沼　徳　ニ［ ＦＩＧ、　２ ＦＩＧ、　ＩＩ　Ａ 昭和　年　月　日 特許庁長官　志　賀　学　殿 飽和防止制御回路 図面の第１０図 ７、？ｉＩＩ正の内容 別紙の通り

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）変ｊ［器の１次側に対して交互に導電づる１り・１
   のり・１角線を形成覆る完全ブリッジ回路に接続されｌ
   こ少なくどし４個の固体スイッチング装置を持つ形式の
   インバータに対づる飽和防止制御回路に於−で、前記変
   ＬＦ器の１次側に流れる電流の方向と大ぎさを感知づる
   手段と、該電流感知手段の出力を積分して、何れかの対
   角線の飽和の表示を発生づる手段と、該積分手段の出力
   に応答して、一方の対角線の導電時間を他方の対角線に
   対して短く１）（、飽和レベルを下げる補償手段とを右
   づる飽和防１１−制御回路。 ２　＞　ｑｂ　＊ｒ晶求の範囲１）に記載した飽和防止
   制御回路に於く、前記固体スイッチング装置が１−ラン
   ジスタで構成される飽和防止制御回路。 ３）特許請求の範［１１１１）に記載した飽和防止制御
   回路に於て、前記積分手段の出力を増加する増幅器を含
   む飽和防止制御回路。 ４）特許請求の範囲１）に記載した飽和防止制御回路に
   於て、前記積分手段の出力を予定の閾値と比較し、該積
   分手段の出力が前記予定の閾値に達した場合にだけ、前
   記補償手段を作動Ｊる手段を含む飽和防止制御回路。 ５）特許請求の範囲４）に記載した飽和防止制御回路に
   於て、前記比較する手段が、一方は正の閾値基準値を持
   ち、他方は負の閾値基準値を持つ１対の比較器を含んで
   いる飽和防止制御回路。 ６）特許請求の範囲１）に記載しＩこ飽和防止制御回路
   に於て、前記補償手段が前記積分手段の出ツノを受取っ
   て、該補償手段に印加される線形出力を発生器る精密級
   整流器を含んｅいる飽和防止制御回路。 ７）特許請求の範囲１）に記載した飽和防止制御回路に
   於て、前記補償手段が、ぞれに対して印加された積分手
   段の出力によって決定される可変振幅の出力を持つ鋸歯
   状波発生器を含ｌυでいる飽和防止制御回路。 ８）特許請求の範囲７）に記載した飽和防止制御回路に
   於て、前記鋸歯状波発生器の出力及び電圧誤差信号を入
   力とし、前記固体スイッチング装置をオン及びオフに転
   する様に作用するパルス幅変調のパルス列を出力とする
   比較器を有づる飽和防止制御回路。 ９）変圧器の１次側に対して交互に導電づ−る１対の対
   角線を形成する完全ブリッジ回路に接続された少なくと
   も４つの固体スイッチング装置を持つ形式のインバータ
   に対するパルス幅変調制御回路に於て、パルス幅変調の
   パルス列に応答して、前記スイッチング装置をオン及び
   オフに転する制御手段と、当該発生手段に対りる可変人
   力に応答して可変の振幅を持つ鋸歯状出力を発生づる発
   生器手段と、前記インバータから供給を受ルプる装置の
   両端の所望の電圧並びに実際の電圧の間の差を表わす誤
   差信号を発生ずる手段と、前記鋸歯状出力及び前記誤差
   信号の両方に応答して前記パルス幅変調のパルス列を発
   生する手段とを有するパルス幅変調制御回路。 １０）特許請求の範囲９）に記載したパルス幅変調制御
   回路に於て、前記１対の対角線の飽和状態を表わす信号
   を発生し、該飽和状態を表ねづ信号を前記発生器手段に
   印加り゛る手段を右づるパルス幅変調制御回路。 １１）特許請求の範囲１０）に記載したパルス幅変調制
   御回路に於て、前記信号を発生する手段が、前記変圧器
   の１次側に流れる電流を検出する感知装置を含んでいる
   パルス幅変調制御回路。 １２、特許請求の範１！１１１１）に記載したパルス幅
   変調制御回路に於て、前記電流感知装置の出力を積分−
   りる積分手段を有づるパルス幅変調制御回路。 １３）特許請求の範囲１２）に記載したパルス幅変調制
   御回路に於て、前記積分手段の出力を受取って前記発生
   器手段に対する信号を供給する精密級整流器を有するパ
   ルス幅変調制御回路。 １４）特許請求の範囲９）に記載したパルス振変調制御
   回路に於て、前記パルス幅変調のパルス列を発生する手
   段が、それに対して供給された鋸歯状波の振幅に反比例
   関係を持つ出力パルスを発生ターる様になっているパル
   ス幅変調制御回路。