JPH0338719B2

JPH0338719B2 -

Info

Publication number: JPH0338719B2
Application number: JP59268733A
Authority: JP
Inventors: Manueko Santaatan Karurosu; Daiazu Kaamena Enjeru
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1983-12-22
Filing date: 1984-12-21
Publication date: 1991-06-11
Also published as: EP0146876B1; EP0146876A2; DE3476953D1; JPS60221992A; IL73560A; EP0146876A3; IL73560A0; ES8607567A1; ES538813A0

Description

【発明の詳細な説明】関連出願との関係この発明はこの出願と同日に出願された係属中
の米国特許出願通し番号第564538号、同第564603
号、同第564622号、同第564550号及び同第564621
号と関係を有する。

発明の背景この発明は全般的にＸ線装置に対する高圧発生
器、更に具体的に云えば、インバータと共に使わ
れる高圧変圧器の鉄心に於ける飽和状態を感知し
て補正する装置に関する。

Ｘ線を発生して利用する場合、当面の特定の用
途又は手順に合う様な特定の電圧及び電流レベル
を選択するのが普通である。例えば医療用Ｘ線作
像の分野では、普通の放射線写真法で使われる典
型的な電圧レベルは50乃至150kVの範囲内である
ことがあるが、螢光写真法では、電圧は50乃至
120kVの範囲であることがより多く、乳房造影法
に使われるＸ線では、24乃至50kVの範囲である
可能性が一層強い。同様に、印加される電流のレ
ベルは螢光写真法の場合の0.1ｍＡから或る放射
線写真法の手順の場合の1250ｍＡまで変わり得
る。従来、こういう電圧及び電流レベルは、オペ
レータが希望するkVp及びｍＡを設定することが
出来る様にする回路の設計によつて制御されてい
た。例えば負荷の変化、線路電圧の変化、又はフ
イラメント温度の変化の様な露出中に起り得る装
置の変動の為、kVp及びｍＡの値を好ましいレベ
ルに精密に維持することは不可能であつた。Ｘ線
発生器の製造業者は、従来、起り得る変化を予想
して、kVP及びｍＡを予定の許容公差の範囲内
に抑えるのに十分な形で、こういう変動を補償す
る回路設計特徴を取入れようと努めて来た。

最近の開発は、上に述べた開放ループ方式の欠
点を克服する様な閉ループ帰還方式の線に沿つて
進んでいる。この様な１つの方式は、閉ループ帰
還装置がＸ線発生装置のｍＡを制御するものであ
る。こういう装置が係属中の米国特許出願通し番
号第375088号に記載されている。

kVp制御の分野では、出力電圧を感知し、その
帰還信号を使つて、予定の電圧レベルを保つ様な
速い効果的な応答をする形で、出力電圧を直接的
に変調する様な満足し得る閉ループ方式が開発さ
れていない。

線路に起り得る変動に対して略一定の電圧レベ
ルを保つ従来の方式は、可変出力を得る為にモー
タによつて駆動される可変入出力変圧器である所
謂ボルト・パツクを使うことである。ボルト・パ
ツクの主な欠点は、その動作が比較的遅いことで
ある。即ち、ボルト・パツクは応答時間が約１秒
である。この理由で、ボルト・パツク制御装置
は、露出を開始する時の正しい電圧を設定する為
にのみ使われ、長い露出（螢光透視法の露出）の
間以外は、その後で調節しない。これと較べて、
Ｘ線発生装置に対する所望の応答時間はミリ秒の
範囲であつて、様々な手順並びに用途に対し、明
確に限定された短い電力パルスを供給することの
出来るものである。例えば、立上り時間が非常に
速く、即ち、１ミリ秒と云う様に短く、１ミリ秒
という様に露出用の短い平坦なピークを持ち、且
つ立下り時間が速い高圧パルスが得られることが
望ましい。この為、補正は１ミリ秒未満の内に行
う必要がある。

高圧変圧器の１次側に交流を供給する為に、イ
ンバータをＸ線発生回路に使うことは公知であ
る。然し、主にその制御が比較的困難である理由
で、この為にトランジスタが使われることは一般
的になかつた。むしろこういう用途でスイツチン
グ素子として使われるのはサイリスタであつた。
サイリスタは一般的に頑丈で制御が比較的容易で
あると考えられるが、強制転流回路を使うことを
必要とするという固有の欠点がある。この為、余
分の部品が必要であるだけでなく、追加した静電
容量が回路の応答時間を実質的に遅くする傾向が
ある。例えば、サイリスタ・インバータを使う
時、妥当なレベルの再現性を保つと同時に、１ミ
リ秒の範囲内の短い高圧パルスを得るのが困難で
ある。

インバータからの交流出力を制御する場合、イ
ンバータに対する直流電圧の供給を制御する多数
の方式が考えられる。その若干を挙げれば、位相
制御形整流器、トランジスタ直列又は並列調整
器、及び半導体スイツチング形直流電圧制御装置
がある。この内、半導体スイツチング装置は普通
はチヨツパと呼ばれていて、他の方式よりも、一
層効率よく且つ一層応答の速い直流電圧の制御が
得られる。然し、直流回路でかなりの波作用を
必要とする為、完全閉ループ形電圧調整インバー
タ電源で動作する時は応答時間がずつと遅くな
る。この様な間接的な方式では、Ｘ線を発生装置
の動作中に必要な、大きな電圧及び電流の変動に
対処する為に使わなければならない強制転流回路
の為、より多くの回路損失が起る。更に、この様
な構成では、インバータから送出される電力が、
１回は直流電圧制御装置により、そしてもう１回
はインバータにより、２回処理されることが理解
されよう。

源及び負荷に起る固有の変動の他に、高圧側に
Ｘ線管のアークの様な偶発的な或る計画外の状態
が起り、それを制御しないと、部品の損傷を招く
ことがある。更にどんな制御回路では、低圧制御
回路に誤動作又は故障の惧れがあり、それを検出
して処理しないと、制御回路の出力又は制御回路
自体の内部に望ましくない結果を招くことがあ
る。この為、普通の装置にどんな制御又は性能を
よくする特徴を追加しても、その様な改良を行う
為に関連した監視及び調整の機能を設けなければ
ならない。この為、医療診断装置に使うＸ線発生
器の分野では、従来の方式に目立つた変更を加え
るのは気が進まないことであつた。

Ｘ線発生装置の製造業者にとつては、閉ループ
電圧帰還装置にすることが長い間の希望であつた
が、Ｘ線の用途の典型的な条件（即ち、0.1乃至
1250ｍＡの範囲内の可変の負荷、24乃至150kVp
の範囲の可変の電圧及び0.25という低いｍＡ）の
為に、この様な適当な装置は作るのが困難であつ
た。リツプルの制御がよいこと、再現性が高いこ
と、直線性がよいこと並びに立上り時間が速くで
電力波形の形が制御されること、定常状態の短い
露出時間が得られること、並びに立下り時間が短
いことゝいう様な性能上の種々の条件の為、その
課題は尚更困難になる。装置に過大電圧が発生す
る他に、装置に過大電流レベルが起ることもあ
り、これはＸ線管自体の損傷を招いたり、或いは
装置内の高圧又は低圧部品に損傷を招く惧れがあ
る。Ｘ線発生装置でインバータを使う時、スイツ
チング装置を通る電流は出来るだけ多くすること
が望ましい。然し、こういうスイツチング装置の
妥当な寿命を保つ為には、電流レベルが予定のレ
ベルを越えないことが絶対条件である。電流レベ
ルがその限界に近づいている時を決定し、そうい
うことが起らない様な必要な措置をとる機能は、
達成が困難である。インバータが一層高い周波数
で動作する時は、特にそうである。

変圧器で起る周知の現象として、正及び負のサ
イクルの間で電圧に差がある時に、鉄心の飽和が
起り得る。この様な不平衡は数サイクルの終りに
累算的な飽和効果につながり、この時大電流が発
生されて、変圧器の出力を壊滅させるか、或いは
少なくとも変圧器が適切な制御作用に影響されな
くなる様にする。この様な状態を感知して、それ
を補正する為の必要な措置をとる困難さは、周波
数が高くなると共に増大し、従つて高周波インバ
ータと共に使われる変圧器では重要な問題を投げ
かける。例えば高い周波数で動作するパルス幅変
調形インバータと共に使われる変圧器では、スイ
ツチング装置の蓄積時間を考慮に入れなければな
らない。数マイクロ秒の差でも、変圧器の１つの
サイクルと次のサイクルの間で、磁束密度にかな
りの差を生じ、それを感知して補正することが出
来る様になる前に、変圧器は忽ち飽和状態に入る
ことがある。

変圧器の飽和を補償する従来の方法は、変圧器
の空隙を大きくするか、或いは変圧器を非常に高
い磁束密度用に設計して、一層低い磁束密度で動
作させることである。後者の解決策は、当然効率
が悪いこと、並びにそれに関連して変圧器の鉄心
の寸法を大きくする必要があり、その為装置の寸
法もコストも増加する点で望ましくない。同様
に、空隙を大きくすると、鉄心を磁化する為に、
巻線に一層大きな電流を通す必要が起る。勿論、
これは変圧器の有効電流を減ずるものであり、従
つて効率を低下させる。

発明の目的従つて、この発明の主な目的は、閉ループ回路
を介して、Ｘ線管に印加される出力電圧を制御す
る手段を持つ改良されたＸ線発生装置を提供する
ことである。

この発明の別の目的は、所望の電圧出力を維持
する様に、入力電圧並びに負荷の変動に速やかに
且つ正確に応答する様に作用する閉ループ電圧帰
還ループをＸ線発生装置に設けることである。

この発明の別の目的は、速い立上り時間の後に
略一定電圧の比較的短い露出時間が続き、その後
比較的速い立下り時間が続く様な電圧パルスを発
生する様に、広い範囲の動作状態にわたつて十分
に速く且つ応答性を持つ制御回路をＸ線発生装置
に設けることである。

この発明の別の目的は、変圧器の鉄心の飽和を
効率的に且つ効果的に制御する電流インバータを
Ｘ線発生装置に設けることである。

上記並びその他の目的及び特徴及び利点は、以
下図面について説明する所から、更によく理解さ
れよう。

発明の要約簡単に云うと、この発明の１面では、Ｘ線発生
装置が、Ｘ線管からの高圧帰還を持つと共に、こ
の帰還に応答してＸ線管に対する予定の電圧レベ
ルを維持する様な形で、装置のインバータの動作
を制御する制御回路を持つている。こうして帰還
信号がインバータの出力を直接的に制御する様に
印加され、この為装置は線路電圧及び負荷の変動
に対して速やかに且つ正確に応答し得る。高圧変
圧器、高圧出力波器及び高圧分流回路の様な協
働する部品は、装置の速い応答という特徴と合
い、且つそれに寄与する様に設計されている。こ
の結果得られる制御回路は、１ミリ秒という短い
立上り時間、リツプルをごく少なくして１ミリ秒
という短い定常状態の高圧期間、特に0.25ｍＡと
いう様な非常に低いｍＡに対しての速い立下り時
間を持つ高圧出力をＸ線管に供給することの出来
る装置になる。

この発明の別の１面として、比較的高い周波数
（即ち、数ｋHzの範囲内）で動作するトランジス
タ・インバータが、矩形波のパルス幅変調出力を
発生する様になつている。その整流出力電圧レベ
ルは、出力波形のマーク／スペース比だけでな
く、周波数をも選択的に変えることによつて制御
される。インバータは、オペレータの設定、出力
電圧の帰還、並びに装置の或る動作状態を表わす
様に発生された信号に応答して制御される。

この発明の別の１面は、変圧器の鉄心の飽和状
態を感知し、それに応答して問題を軽減する様に
是正措置を開始することである。変圧器の電流を
感知して、その結果得られた信号を積分して、鉄
心が飽和状態に近づいているという表示を求める
手段を設ける。その後、この信号を鋸歯状波発生
器に印加して制御信号を発生する。この制御信号
が、飽和状態を軽減する様な形で、２つの対角線
の電流の流れを選択的に不平衡にする様に作用す
る。

電圧帰還ループには、進相回路を設けて、装置
の利得を動的に変え、最初の段階の間は高い利得
が得られて立上り時間を短くする様にすると共
に、その後は利得を減少して、立上り時間の終り
のkVのオーバシユートをクランプする。この効
果を得る為、電圧帰還信号の増幅器の入力の電圧
要求信号に印加する前に、進相回路に印加する。
進相回路が導入する付随的な雑音が、増幅器の帰
還ループに設けられた遅相回路によつて軽減され
る。

高圧分圧回路を設けて、制御回路に使う為、出
力電圧を表わす低圧制御信号を取出す。分圧器の
高圧部分に別個のコンデンサを使う代りに、波
コンデンサをその目的に使い、こうして２重の目
的に役立てる。これは部品の数を実質的に減らす
ことにつながり、この発明の高周波パルス幅変調
出力に使う時、過度的な応答がよい閉ループ電圧
帰還装置が得られる。

起り得る誤動作、電圧スパイク、閃絡等によつ
て起り得る望ましくない状態から装置を保護する
為、マイクロプロセツサを取入れて装置を監視
し、それが受取る状態信号に基づいて、装置の動
作を変調したり、或いはそれに応じて装置の運転
を停止する。保護装置がそれに対して、装置の動
作を下げ、防止し又は停止する様な或る特定の状
態は、出力に於ける過大電圧、大地に対する陽極
と陰極の不平衡、過大な電流の流れ、過大なキロ
ボルト数の制御されない要求である。出力電圧レ
ベルが要求値又は装置の設定点の75％に達した後
にのみ、Ｘ線露出の調時を開始し、こうして改良
された性能を保証すると共に、所要の調整条件を
充たす。

この発明の好ましい実施例が図面に示されてい
て、以下説明するが、この発明の範囲内で種々の
変更を加えることが出来ることを承知されたい。

好ましい実施例の説明従来の典型的なＸ線発生装置が第１図に示され
ており、３相電源１１が単巻変圧器１２を介して
３相変圧器１３に接続されている。単巻変圧器１
２のタツプを１次コイル１６に対して選択的に変
えて、入力側の線路に対する１次側の接続を変
え、こうして線路の変化する状態を補償すること
が出来る。電力変圧器１３は典型的にはＹ結線の
１次側１７及びΔ−Ｙ結線の２次巻線１８を持つ
のが典型的であり、パルス12個又は６個の出力波
形を発生する。この後出力が両波整流ブリツジ１
９，２１に接続され、これから高い電圧がＸ線管
２２に供給される。Ｘ線管２２に対する電力レベ
ルは、可変入出力変圧器１３によつて変えられ
る。その１次巻線１７が静止形接触器２３、普通
はSCRによつて選択的に閉じられる。この様な
従来の装置は上に述べたいろいろの欠点がある。

この発明のＸ線発生装置が第２図に示されてお
り、３相電源２３、交流から直流への３相被制御
整流器２４、LC波器２６、及び可変の高周波
状態、即ち、数キロヘルツ範囲内で動作する直流
から交流へのパルス幅変調形インバータ２７で構
成される。インバータ２７の出力は、後で更に詳
しく説明する様に、kVp帰還制御器によつてマー
ク・スペース比及び周波数の両方に変える手段に
よるパルス幅変調によつて制御される。PWMイ
ンバータ２７の出力が高圧変圧器２８に送られ、
単相整流器２９を介して最終的にＸ線管３１に印
加される。Ｘ線管３１は、150kVまでの電圧レベ
ルで動作するが、特定の用途並びに手順に応じ
て、0.1ｍＡ乃至1250ｍＡの任意の負荷となり、
放射線写真の種々の用途に対処する為、１ミリ秒
乃至数秒の広い範囲の露出時間を持つことが出来
なければならない。この発明は、これから詳しく
説明する様に、Ｘ線出力を高速で正確な形で制御
することにより、この様な広い範囲の動作状態及
び性能パラメータが得られる様にする。第２図を
見れば、この応答の速い装置の主な特徴が閉ルー
プ帰還制御装置であることが判る。この帰還制御
装置が、分圧器３２によつてＸ線管３１の両端の
電圧を感知し、それを表わす信号を高圧帰還制御
装置３３に送り、この帰還制御装置がPWMイン
バータ２７に対する制御信号を発生する。

電源を３相入力と説明したが、単相入力であつ
てもよいことを述べておきたい。この発明の装置
は、従来の発生器よりもずつと高い周波数で動作
する様に設計されているから、波形のリツプルの
問題は大幅に低下する。この理由で、従来のＸ線
発生器で単相動作が出来ない場合でも、この発明
の特徴を取入れて使う時は、実用的に出来る。

この発明の矩形波パルス幅変調インバータ及び
制御装置が第３Ａ図及び第３Ｂ図に図式的に示さ
れており、マイクロプロセツサ３０を用いた中央
制御マイクロプロセツサ・キロボルト数要求制御
装置３３、混合増幅器及び帰還制御器３４、鋸歯
状波発生器及び比較器３６、論理制御装置３７、
電力トランジスタ制御器３８、矩形波パルス幅変
調トランジスタ・インバータ２７、電力トランジ
スタ・インバータ２７から論理制御装置３７への
安全信号のインターロツクを制御する専用のマイ
クロコンピユータ４１を持つインバータ・モニタ
４０、高圧変圧器２８、高圧整流器２９、高圧分
流器３２、高圧分圧帰還回路４６、誤差信号並び
に鋸歯状波発生器及び比較器３６と共に作用する
飽和防止回路４７、電流限界回路４８、表示コン
ソール及びオペレータ制御装置４９（マイクロプ
ロセツサを取付けてある）及び作像装置５１で構
成されており、これらは普通の形式であつてよ
い。次に第３図に示す装置全体を全般的に説明
し、個々の部品はその後で更に詳しく説明する。

制御装置全体はマイクロコンピユータ４１及び
制御マイクロプロセツサ３０によつてその動作が
管理される。インバータ・マイクロコンピユータ
４１は高圧電力トランジスタ・インバータ２７を
連続的に監視して検査する為に専用になつてお
り、中央制御マイクロプロセツサ３０が露出の前
並びに露出中、要求値を制御する様に作用する。
制御マイクロプロセツサ３０は帰還装置から来る
キロボルト数をも読取り、露出中、高圧側で起つ
ていることを正確に制御する。市場で入手し得る
多数のマイクロプロセツサ及び／又はコンピユー
タのどれでもこの発明に使うことが出来る。例え
ば中央制御機能にはインテル社の8085型マイクロ
プロセツサを使うことが出来、インバータの動作
の監視にはインテル社の8749型マイクロコンピユ
ータを使うことが出来る。

表示コンソール４９からの信号に応答して、中
央マイクロプロセツサ３０がキロボルト数要求値
を発生し、この信号をＤ／Ａ変換器５２を介して
混合増幅器及び帰還制御器３４に送る。キロボル
ト数確認信号がＡ／Ｄ変換器５３を介して中央マ
イクロプロセツサ３０に送られる。キロボルト数
要求信号及びキロボルト数確認信号は互に非常に
接近した状態に保たなければならないが、その目
的の為に中央マイクロプロセツサ３０によつて監
視される他に、高圧側でアークが発生した場合又
は部品が損傷を受けた場合、保護作用の為の入力
としても使われる。この場合、キロボルト数要求
信号の後にキロボルト数確認信号が続いて来るこ
とがなく、従つて、中央マイクロプロセツサ３０
が装置の動作を停止する。

中央マイクロプロセツサ３０が、データ・リン
ク５４を介して表示コンソール４９に接続され、
線５６，５７を介してインバータ・マイクロコン
ピユータ４１に接続され、線５８を介して高圧帰
還回路４６に接続される。オペレータがコンソー
ル４９で露出時間及びその他のパラメータを入力
し、こゝからデータ処理及び連絡が始まる。イン
テル社の8088型マイクロプロセツサの様な装置の
マイクロプロセツサと、Ｘ線保護及び露出パラメ
ータに対する全ての演算を扱うインテル社の8087
型の様な演算処理装置とによつて、これらのパラ
メータが解析され、制御される。コンソール４９
及びキヤビネツト３３の間又は8088型及び8085型
マイクロプロセツサの間の連絡は、データ・リン
ク５４を介して、２つのデータ・リンク・プロト
コル制御器５９，６１によつて行われる。１実施
例では、これらの制御器はインテル社の8273型チ
ツプである。これらの制御器は、循環的な冗長度
検査ワードを持つNRZI保護方式により、両方向
のデータ伝送で非常に高い信頼性を保証する。更
にコンソール４９は作像装置５１に対する別のデ
ータ・リンク６２ともやり取りすることが出来、
この為通信は完全にデイジタルであつて、動作中
の高い信頼性が得られる。

キヤビネツト側の中央マイクロプロセツサ３０
及びインバータ・マイクロコンピユータ４１の間
の連絡も、線５６，５７を介して両方向で行われ
る。この為、オペレータの制御の状態は、キロボ
ルト数及び露出時間が中央制御マイクロプロセツ
サ３０に供給され、そこからインバータ・マイク
ロコンピユータ４１に送られると、このマイクロ
コンピユータが露出中の出力電圧、インバータの
動作及び露出時間を制御して、Ｘ線露出の間、３
つのマイクロプロセツサが露出時間を制御する様
になる（即ち、キヤビネツト側の中央制御マイク
ロプロセツサ３０とインバータ・マイクロコンピ
ユータ４１、及び支援装置としてコンソール側の
表示コンソールのマイクロプロセツサ8088型であ
る）。この組合せが、露出中の過大な放射線量に
対して冗長な保護作用をする。

図示の様に閉ループの帰還及びキロボルト数要
求信号及びキロボルト数確認信号を使うことの１
つの利点は、螢光透視法の動作の様な長期の露出
で、高圧帰還装置又は関連した何等かの電子部品
に偏差が発生した場合、閉ループ帰還がそれを自
動的に補償することである。更に、インバータ・
マイクロコンピユータ４１とキヤビネツト側のマ
イクロプロセツサ３０の間の線５６，５７を介し
ての連絡は、中央制御マイクロプロセツサ３０が
キロボルト数、露出開始指令及び露出時間指令を
マイクロコンピユータ４１に送ることによつて直
接的に行われ、その間マイクロコンピユータ４１
は出力状態を連続的に監視し、中央マイクロプロ
セツサ３０に対し、状態信号及び確認信号を送り
返す。これによつて非常に簡単な通信リンクによ
り、幾つかの冗長度レベルで、電力回路に起り得
る何等かの問題を検出して、数マイクロ秒以内に
大電力インバータを停止するか、或いは必要にな
つた場合、安全接触器６３を開路することが可能
になる。

混合増幅器及び帰還制御器３４が、キロボルト
数要求信号及びキロボルト数確認信号又は帰還信
号の間の差である幅の狭い信号を発生する。この
結果発生されるkV誤差信号が増幅され、後で詳
しく説明する進相及び遅相回路で処理され、装置
を安定にする。kV誤差信号が、飽和防止回路４
７からの信号と共に、鋸歯状被発生器及び比較器
３６に送られる。飽和防止回路４７からの信号が
鋸歯状波発生器の勾配を制御して、後で詳しく説
明する様に、高圧変圧器２８が飽和状態に達しな
い様にする。

kV誤差信号が鋸歯状波発生器及び比較器３６
に供給されて、可変マーク／スペース比を持つ
PWMパルス列を発生させ、これが出力電圧を制
御すると共に、閉ループ・キロボルト数帰還動作
を通じて出力電圧を自動的に調節する様に印加さ
れる。鋸歯状波発生器及び比較器３６と論理制御
装置３７は、専用のマイクロプロセツサ４１から
線６４を介して半サイクル毎に入るリセツト信号
又は同期化信号によつて制御され、混合器３４か
らのkV誤差信号が半サイクルに１回、鋸歯状波
発生器の波形と交差して、電力段の回路で問題を
招く惧れのある何回もの交差が起る惧れを避け
る。

論理制御装置３７は、装置の全ての保護及びタ
イミングを扱うが、光学繊維線６６に出力を出
し、この出力が電力トランジスタ制御器３８を介
して電力トランジスタ・インバータ２７を制御す
る。論理制御装置３７は電流限界回路４８の出力
をも処理する。電流限界回路４８は、高圧変圧器
２８の１次側と直列の変流器６７によつて検出さ
れたインバータの電流レベルに応答する。感知さ
れた電流レベルを電流限界回路４８で予定の安全
レベルと比較し、回路の過負荷状態が発生した場
合、電流限界回路４８の出力が論理制御装置３７
に印加されて、マーク・スペース比を動的に遮断
する。変流器６７からの出力は飽和防止回路４７
にも帰還され、この回路の出力が線７３を介して
鋸歯状波発生器に印加されて、変圧器の飽和を電
子的に補償する様に、勾配を動的に変える。

電力トランジスタ制御器３８は、電力トランジ
スタ・インバータ２７を直接的に制御する信号を
発生する他に、制御器の電源の状態並びにトラン
ジスタの状態を表わす信号を線６８を介してイン
バータ・マイクロコンピユータ４１に帰還し、こ
のマイクロコンピユータがこの情報を用いて論理
制御装置３７を制御して、何れかのトランジスタ
又は電源が故障した場合、トランジスタ制御器３
８から来る情報が実時間で論理制御装置３７に帰
還され、論理制御装置３７は最初にインバータを
停止し、２番目に適当な安全接触器６３を開路す
る様にする。

パルス幅変調形インバータ２７は両波ブリツジ
の形に配置された、全体を第３図にT₁−T₄で示
す複数個のトランジスタで構成され、対角線T₁
−T₄及びT₂−T₃を介して変圧器の１次側２８に
交互に電流を通す。トランジスタは図示の様に用
いてもよいし、電力条件によつて必要な場合は、
並列に用いてもよい。この発明で役立つことが判
つた１種類のトランジスタはWT−5752と呼ばれ
るものであり、これは英国のウエスチングハウ
ス・ブレーキ（ウエストコード）社から商業的に
入手し得る。上側のトランジスタT₁及T₂だけを
選択的にオン及びオフに転ずることにより、パル
ス幅変調が行われる。

高圧変圧器２８はこの出願と同日に出願された
係属中の米国特許出願通し番号第564612号に記載
されている。こゝでは、PWMインバータで発生
される矩形波形を波形の再現性を非常によくし
て、変圧器の２次側にパルス状に送る様に、変圧
器２８が漏洩インダクタンスが非常に小さくなる
様に設計されていることを述べておけば十分であ
る。こうしてパルスの脱落を最小限に抑え、整流
後のリツプルを最小限に抑えて、出力波器の規
模を制限する。これによつてｍＡの低い設定値に
於ける動作の再現性が容易に高くなる。整流器２
９は普通の単相形である。

高圧分圧器又は分流器３２は、素子６９，７
１，１０７，１０８で示した独特な抵抗及び容量
電子回路を含んでいて、負荷又は源の動的な変動
又はその他の過度状態に対する変圧器２８の応答
を改善し、立上り及び立下り時間が最小になる様
にしてある。高圧分流器３２の出力がキロボルト
出力であり、線７２を介して電圧逓降形で高圧分
圧帰還回路４６に供給される。即ち、分流器３２
の出力が制御回路に直接的に印加し得る電圧より
も高いから、高圧区域から、制御回路を損傷する
惧れのある高い電圧の過度状態が伝達されるのを
避ける為に、相異なる避雷器及び過電圧保護方法
を用いて、電圧を何回かの段階に分けて逓降する
必要がある。この回路は後で詳しく説明する。

閉ループkV帰還装置の動作は、キロボルト数
要求信号及びキロボルト出力の間の差に等しい誤
差信号を発生する混合増幅器及び帰還制御器３４
に主に依存する。制御器３４は、(1)誤差信号がキ
ロボルト数要求値に応じた特定の比を持つマー
ク／スペース形のパルス列を発生する様に、高圧
分圧帰還回路を通じて電子回路のレベルに条件づ
けられると共に、(2)露出中に装置の動作を乱す惧
れのある主な３つの変数、即ちイ線路並びに線路
の調整作用と共に変化する固定直接レール、ロＸ
線管のインピーダンスに起る変動、特に電子冷却
現象が起る様な長期露出に於ける変動、及びハ電
子回路自体が全体的な装置に対して持つオフセツ
トの変動を補償することが必要である。

飽和防止回路と鋸歯状発生器及び比較器第４図には、飽和防止回路４７（第３図）及び
鋸歯状波発生器及び比較器３６の組合せの回路図
が示されている。第３図に示した様に、鋸歯状波
発生器及び比較器３６は、(1)半サイクル毎に鋸歯
状波の範囲をリセツトする為に線６４から来る同
期化信号、(2)飽和防止回路４７から線７３を介し
て鋸歯状波発生器３６に直接的に供給される制御
信号、及び(3)混合増幅器３４からのキロボルト数
誤差信号Ｅに応答する。飽和防止回路４７は線７
４を介して受取るインバータの電流出力に応答す
る。

第４図について説明すると、インバータがトラ
ンジスタT₁−T₄及び関連したフライホイール・
ダイオードD₁−D₄を持つことが示されている。
インバータの電流又は変圧器２８の１次側の電流
を変流器６７で感知し、線７４を介して積分器７
６に送る。この積分器の出力が線７７を介して増
幅器７８に供給され、その出力が２つの比較器７
９，８１に印加される。これらの比較器は夫々正
及び負の基準レベルを持つていて、こういう基準
レベルは普通は非常に低い値、即ち、ゼロに近
く、変圧器の許容飽和レベルと呼ばれるものを決
める。比較器７９，８１の夫々の出力がナンド・
ゲートＧ１，Ｇ２に印加され、その出力がナン
ト・ゲートＧ３に印加されることが判る。ナン
ド・ゲードＧ３の出力が、電力インバータの一
方、対角線T₁，T₄又は他方の対角線T₂，T₃に対
するFETスイツチＦ１を閉じる様に作用する。
FETスイツチＦ１が閉じると、感知した電流に
比例する誤差増幅器の出力信号が精密級整流器８
２に供給される様になる。この整流器が第１及び
第４の勾配で作用し、FETスイツチＦ１を介し
て鋸歯状波発生器又は補償器に線形出力を出す。
鋸歯状波発生器は積分器８３であつて、線６４か
らの同期化信号によつて予め設定され、鋸歯状波
を発生する。鋸歯状波の勾配は、ゼロ飽和レベル
では、第５Ａ図及び第５Ｂ図に示す様に一定であ
つて、全体的な閉ループ帰還装置の一部分の範囲
によつて限定される。この後鋸歯状波形信号が
kV誤差信号Ｅと共に比較器８５に印加され、こ
の比較器がそれに応答してインバータを制御する
PWMパルス列を発生する。

例えば対角線T₁，T₄の方向で飽和が起り始め
た場合、誤差増幅器７８が精密級整流器８２に対
して直流レベル入力を発生し、整流器の出力がこ
の入力に直線的に比例する。精密級整流器８２は
誤差増幅器７８からの正又は負の直流電圧入力の
何れかに応答する。その符号は電力トランジス
タ・インバータの該当する電流の方向に関係す
る。この結果、特定の直流飽和レベルの大きさ
が、精密級整流器８２の出力を決定し、この飽和
レベルが状態を補正する様に予め設定された基準
レベルより高くなつた場合、この出力がFETス
イツチＦ１を通過する。例えば対角線T₁，T₄で
飽和が起ると、鋸歯状波発生器が波形の内、T₁，
T₄の対角線が導電している部分の勾配を大きく
し、第５Ｂ図に見られる様に、この様に勾配が大
きくなることが、帰還の所定の誤差信号に対し、
マーク／スペース比を減少することにつながり、
この為、交互のサイクルで、この対角線のマー
ク／スペース比が減少して、例えばトランジスタ
のヒステリシス時間の差又は鉄心の局部的な飽和
による不平衡を動的に補償する。

第４図でこの様な飽和状態があつた場合、誤差
増幅器の出力が比較器７９に対する正の基準値に
打ち勝ち、比較器７９は指令論理信号をナンド・
ゲートＧ２に送り、T₁，T₄対角線のオン時間と
同期させ、この為、T₁，T₄対角線のトランジス
タがオンに転じた時、鋸歯状波発生器の波形は自
動的に勾配が大きくなり、マーク／スペース比が
小さくなる。こうして閉ループ比較制御により、
飽和レベルが動的に且つ電子式に補償される。即
ち、マーク期間Ｘが短くなり、期間Ｙが長くな
る。

この電子的なFET補償の利点は、一旦変流器
６７の電流レベルが予め制定した基準飽和レベル
を越えると、連続的に動作し、インバータの対角
線が飽和に向う時、マーク／スペース比を適当に
減少することにより、比例的に制御された形で補
償することである。

論理制御装置論理制御装置３７がマイクロコンピユータ４１
と関連して作用するが、次にそのアナログ及びデ
イジタルの両方の機能について説明する。アナロ
グ機能が第６図に示されており、論理信号の流れ
が第７図に示されている。アナログでもデイジタ
ルでも、その信号処理回路によつて得られる出力
がマイクロコンピユータ４１に供給され、このマ
イクロコンピユータが全体的なインバータの動
作、保護作用及び性能を制御する。

第６図では、左側に一連の入力信号I₁₁乃至I₆
が、そして右側には一連の出力信号O₁乃至O₆が
示されている。これらの入力信号及び出力信号
は、装置内の保護回路に印加され或いはこの保護
回路から得られるものであつて、高圧側に於ける
全体的な装置の動作を制御する。最初に対地陽極
及び陰極信号I₁₁，I₁₂は、第３Ｂ図及び第８図を
見れば判る様に、分圧器又は分流器３２から来
る。これらの信号が演算増幅器８４で加算され、
その出力はkV高圧出力を表わす。この出力がキ
ヤビネツト内の主又は中央マイクロプロセツサ３
０に帰還され、第３図に示す様に、実時間動作で
キロボルト数を検査する。演算増幅器８４の出力
が演算増幅器８６の正の側に供給され、そこで第
３図に示す様に電力キヤビネツト内の中央マイク
ロプロセツサ３０からＤ／Ａ変換器５２を介して
来るキロボルト数要求信号I₂と比較される。演算
増幅器８６がキロボルト数期間の誤差信号Ｅを計
算し、その信号が比較器８５に印加され、そこで
第４図及び第５図に示す鋸歯状波発生器の出力と
比較されて出力O₁を発生する。出力O₁は、イン
バータを制御するパルス幅変調のパルス列であ
る。

第６図には、変圧器２８を含む高圧側だけでな
く、電力トランジスタ・インバータ２７をも保護
する保護回路や、高圧側から普通生じ、全てのＸ
線装置で典型的に起るアーク、閃絡又は過渡状態
によつて影響を受ける関連した制御回路が何種類
かある。

比較器８８の出力O₂が、(1)動作が非常に高速
であり、(2)高圧側で起り得る小さな過渡状態にも
応答する様な過電圧保護作用をする。第６図につ
いて説明すると、キヤビネツトの中央処理装置か
らのkV要求信号I₂が演算増幅器８９の正の入力
に供給されて、最大許容過電圧、例えば10kVと
考えられる基準信号に加算される。演算増幅器８
９の出力は要求値のkVに10kVを加えた信号であ
り、比較器８８で、この信号が、演算増幅器８４
から比較器８８の負の入力に送られる高圧kV帰
還信号から減算され、又はそれと比較される。比
較器８８の出力O₂は論理１又は論理０であり、
論理０から論理１への変化は過電圧の表示であつ
て、専用のインバータ・マイクロコンピユータに
よつて、ソフトウエア・サブルーチンを通じて、
強制的に装置の動作を停止させる。この過電圧の
特徴は、一旦それが検出されると、10マイクロ秒
という短い時間内に、インバータを引外し又は停
止する。これは普通の装置に於ける過電圧応答よ
りも1000倍乃至2000倍も速い。従つて、この特徴
によつて、Ｘ線管、高圧整流器２９及び高圧変圧
器２８が保護されて、その寿命が伸びる。この
為、これらの部品は僅か数マイクロ秒の過電圧に
耐えるものでなければならない。

第６図に示す保護の別の特徴は、Ｘ線管高圧回
路に於ける対地陽極電圧及び対地陰極電圧の差の
不平衡に対するものである。これは入力I₁₁，I₁₂
を持つ演算増幅器９１を通じて行われる。これら
の入力を減算して、その出力を比較器９２に印加
し、5kV基準信号と比較する。対地陽極電圧と対
地陰極電圧の間の不平衡が5kVより大きい場合、
比較器９２がオフに引外され、出力O₃は直ちに
インバータ・マイクロコンピユータ４１によつて
装置の動作を停止する。この保護回路は２次コイ
ルに起る製造上の欠陥を検出することが出来る。
即ち、２次側のターン数が誤つていて、5kVより
大きい差が生じた場合、今述べた回路による試験
の際にこの誤りが検出される。更にＸ線発生装置
の動的な性能並びに動作で、陽極源又は陰極源に
問題になる様な偏差がある場合、又は高圧ダイオ
ードの内の１つの故障により、又は例えば２次コ
イルの部分的な短絡により、別の不平衡が起つた
場合、出力の差は5kVより大きくなり、この異常
は不良状態であると云えるが、窓比較器９２の出
力によつて検出され、それを表わす論理信号がデ
ータ・リンクを介してオペレータ・コンソールに
送られる。こうして比較器９２の保護作用によ
り、変圧器の２次コイル、高圧整流器、出力波
器又はＸ線管自体の何れかに起り得る故障、損傷
又は偏差が検出される。

別の保護回路は、フイルムがＸ線に露出される
時、大部分の露出はエネルギ・レベルがkV要求
レベルの75％より高い時に行われることに関する
ものである。比較器９３を設け、正の入力にkV
帰還信号を受取ると共に、負の入力に75％kV要
求レベルを表わす信号を受取る。この75％の信号
は、演算増幅器９０及び分圧器９５によつて取出
される。電力トランジスタ・インバータ２７をオ
ンに転じた時、kV出力が上昇し始め、kV要求地
の75％に達した時、比較器９３がオンに引外さ
れ、出力O₄を発生し、こうしてkV要求値の75％
のレベルに達したこと、並びにこの時露出時間を
計数すべきことを専用のマイクロコンピユータ４
１に知らせる。この回路の関連した保護機能は、
キロボルト数の上昇時間の間、電力トランジス
タ・インバータ２７か或いは積分回路の何れかの
何等かの欠陥を検出して、特定の期間、例えば
2.5ミリ秒の後、kV帰還電圧が要求値の75％に達
しない時、電力トランジスタ・インバータ２７、
その周辺回路、高圧変圧器２８、整流器２９、
波器又は帰還回路に問題があると想定する。この
時、この信号を使つて装置をオフに安全の為に引
外す。

上に述べた３つの保護回路は何れも電圧レベル
の偏差を感知することに関係している。過大な電
流レベルが発生したことを感知し、それに対して
保護する必要もある。この目的の為、第６図の下
側には、第１の電流限界及び第２の電流限界と呼
ぶ２つの同一の回路が設けられていて、これらは
冗長性の為にあるが、同じ設定レベルを持つてい
る。冗長な回路を使う理由は、過負荷が発生した
場合、インバータ２７が一層大きな電流を発生し
ようと努め、その為、インバータがそうしない様
にする何等かの方法を用いなければならないから
である。この様な過負荷はＸ線管の閃絡によつて
起つたり、或いは例えば変圧器にアークが発生し
たり或いは出力ダイオードが短絡した為に起るこ
とがある。更に、飽和防止回路４７が故障し、変
圧器２８が飽和に向う時、電流が増加し、この電
流増加がレール電圧を下げる傾向があつて、出力
に問題を招く惧れがある。この為、電流限界回路
は、一方の限流チヤンネルの故障によつても装置
が保護される様に保証する為に、同じ設定レベル
を持つ２つの冗長回路で構成される。

動作について説明すると、フエライトの鉄心を
持つていて、インバータの出力で変圧器２８の１
次側と直列に接続された１対の変流器９４，９６
によつて電流制限作用が開始される。夫々の出力
が差動増幅器９７，９８に供給される。これらの
増幅器は、インバータ、放射等によつて起り得る
雑音を避ける為に、共通様式の排除が非常に強
い。出力I₅，I₆が夫々の精密級整流器９９，１０
１に印加され、これらの整流器が殆んど遅延なし
に、夫々の電流に比例する直流レベル信号を発生
する。これは、電流制限動作の完全な応答の点
で、装置が十分安全でなくなる程、遅延が長くな
る惧れのある従来のRC波器を用いた方式とは
対照的である。精密級整流器９９，１０１の出力
が夫々比較器１０２，１０３の正の入力に印加さ
れる。２つの電流限界レベルが夫々の比較器１０
２，１０３の負の入力に印加される。動作中、電
流が何れかの比較器１０２又は１０３の設定レベ
ルを越えると、出力O₅又はO₆がオフになり、第
３図に示す様に、論理制御装置３７に印加され、
電力トランジスタ・インバータ２７を制御して、
トランジスタが選択的に遮断される様にし、この
為に電流が自動的に減少して遅延し、次の半サイ
クルで再びオンに転ずるという様になる。

こゝで電流限界は、変圧器巻線に蓄積されたエ
ネルギが、それまでは導電していた上側のトラン
ジスタと相補形の下側ダイオード及びその対角線
の下側トランジスタを介して循環することが出来
る様に、上側のトランジスタT₁及びT₂（第４図参
照）だけを遮断することによつて作用することに
注意する必要がある。これは、誘導性電流又は誘
導性エネルギ1/2L² ₁が、下側のフライホイール・
ダイオード、変圧器巻線及び下側トランジスタで
構成されたループで減衰することを保証する。こ
ういう減衰ループは、４個のトランジスタ全部が
オフに転じた場合より、一層効果的である。４個
のトランジスタがオフに転じた場合、誘導性エネ
ルギは下側のフライホイール・ダイオードから変
圧器を介してその対角線の上側のフライホイー
ル・ダイオードに散逸しなければならない。この
ループでは、エネルギが直流レールに帰還され、
ずつと速く減衰し、下側のフライホイール・ダイ
オード及び下側のトランジスタが導電することが
出来る様にする。対角線の下側及び上側のダイオ
ードを介して固定直流レールに帰還される循環エ
ネルギがこの様に高速で減衰することは、電流限
界の一層速い引外し作用を招き、その為に制御さ
れない非常に高い周波数でトランジスタをオン及
びオフに切換えることがある。この理由で、上側
のトランジスタだけを遮断する手順は装置の性能
並びに動作を一層よくすることに通ずることが実
験で判つた。こうして変圧器の１次側を通つて下
側トランジスタ及びダイオードを循環する時の電
流減衰時間を一層長くし、こうしてインバータの
高周波で擬似的な動作を避ける。

次に第７図に示す様な保護装置のデイジタル形
動作について説明すると、この装置の中心は専用
のインバータ・マイクロコンピユータ４１であ
る。このマイクロコンピユータが鋸歯状波発生器
の上向きの傾斜を発生させ、誤差信号と同期し、
出力トランジスタを制御し、起り得る故障の検出
があつた場合、それを確認すると共に、出力回路
にどんな種類の誤差が検出されているにしても、
それを記録する為に中央制御マイクロプロセツサ
３０との間で連絡することにより、装置全体の同
期作用を行う。マイクロプロセツサ３０からマイ
クロコンピユータ４１に送られる信号は幾つかあ
る。最初に、マイクロプロセツサ３０内で発生さ
れ、露出を開始することをマイクロコンピユータ
に知らせる露出指令信号がある。それが発生する
前に、マイクロコンピユータ４１は、(1)電源の状
態並びに４つのトランジスタが正しい状態にある
こと、並びに(2)露出を開始する前に、電力トラン
ジスタ制御器３８が正しい状態にあることを保証
する為に、相異なる信号によつて装置全体の状態
を検査する。

マイクロコンピユータ４１は、マイクロプロセ
ツサ３０からの露出指令信号の他に、露出時間信
号及び位相電圧制御信号をも受取る。露出時間信
号は露出時間の長さを定め、位相電圧制御信号
は、低エネルギの露出に対し、出力で補償する為
に、非常に小さなパルス幅を持つ出力パルスを発
生するのに使われる。こうして、閉ループ帰還動
作を通じて緊密な制御を保証する為に、持続時間
が数マイクロ秒という様にパルス幅を小さくする
ことが出来る。周知の位相電圧制御方式が、対角
線の下側のトランジスタを上側のトランジスタと
同期させ、この為、出力トランジスタをオフに転
ずる前に、RC緩衝回路が完全に放電している様
に保証する為の最低限の時間、典型的には20マイ
クロ秒に、一旦上側のトランジスタのパルス幅が
固定されると、同じ対角線上の両方のトランジス
タが閉ループ帰還動作によつて定められる長さの
時間の間導電する。従つて、露出に必要なエネル
ギが低レベルである場合、位相電圧制御器は電力
トランジスタ・インバータの対角線の出力に非常
に小さなパルス幅を調節して発生し、精度の高い
低エネルギの露出時間を達成する。

75％出力キロボルト信号は第６図の保護回路か
ら来て、出力電圧がkVP要求値の75％に達した
こと、並びにマイクロプロセツサ３０が露出時間
の計数を開始すべきことを専用のマイクロコンピ
ユータ４１に知らせる。この目的の為、マイクロ
コンピユータ４１が露出開始と呼ぶ信号を中央マ
イクロプロセツサ３０に送り返す。この時マイク
ロプロセツサ３０が露出の計数を開始する。冗長
性の為、これもキヤビネツト／コンソール間のデ
ータ・リンクを介してコンソールのマイクロコン
ピユータによつて行われる。

露出中に過電圧又は不平衡状態が発生した場
合、マイクロコンピユータ４１によつてインバー
タのトランジスタT₁−T₄に対する出力を停止さ
せる信号が出る。

上に述べた保護の特徴の他に、この出願と同日
に出願された係属中の米国特許出願通し番号第
564612号に記載される様に、電力トランジスタ制
御器３８を駆動することによつて、出力トランジ
スタT₁−T₄を制御する一組の論理アンド・ゲー
トＧ４，Ｇ５，Ｇ６，Ｇ７がある。全般的に云う
と、Ｇ４が上側のトランジスタT₁を制御し、Ｇ
５がT₂を制御し、Ｇ６がT₃を制御し、Ｇ７がT₄
を制御する。Ｇ４に入つて来る主たる信号がT₁
に関係するマイクロコンピユータ４１からの駆動
信号であり、これがＧ４を付能し、変調信号がト
ランジスタT₁に対するＧ４の出力を変調するこ
とが出来る様にする。同様に、マイクロコンピユ
ータ４１が夫々ゲートＧ５，Ｇ６，Ｇ７に対し、
T₂，T₃，T₄に関係する駆動信号を供給する。

ゲートＧ４，Ｇ５，Ｇ６，Ｇ７にはこの他の２
つの入力がありそれが不在であると、変調を停止
することが出来る。この信号（状態PS）が不在
である１例は、トランジスタ駆動電源の故障によ
つて起る。

それが不在であればトランジスタT₁−T₄の動
作を停止する様に作用し得る他方の信号は短絡保
護又はシユートスルー保護と呼ばれる信号であ
り、これは１つのトランジスタ、例えばT₁とそ
れと相補関係にあるトランジスタT₃の間の光学
繊維のインターロツクであり、トランジスタT₃
が誤動作でまだオンであれば、トランジスタT₁
をもオンに切換えることは出来ない。これは、も
しそういうことが起つた場合、垂直のシユートス
ルーが起つて、第２のトランジスタを損傷するか
らである。この保護の特徴は両方向であつて、ト
ランジスタT₃が降伏すれば、T₁をオンに切換え
ることは出来ない。逆に、T₁が降伏すれば、イ
ンターロツクが、T₃がオンに切換えられる前に、
T₃を制御する。電力トランジスタT₂及びT₄の他
方の垂直枝路についても同じである。

上側の２つのトランジスタT₁及びT₂だけに印
加される信号が線路保護信号である。この信号の
不在は、ゲートＧ１０に対する３つの異なる信号
が供給されるkV出力保護装置の故障によつて起
る。この保護線はアンド・ゲートＧ１０によつて
発生される。アンド・ゲートＧ１０は、第２の電
流限界レベル、過電圧保護又は不平衡保護によつ
て切換えられ、この為、Ｇ１０からの出力は保護
信号であつて、ゲートＧ４又はＧ５を介して、ト
ランジスタT₁及びT₂の駆動を停止する様に作用
し得る。第２の電流限界、過電圧又は不平衡回路
の内のどれでも、電力出力段に不良状態が発生す
るのを避ける為に、トランジスタT₁及びT₂の出
力を不作動にする。

下側のトランジスタT₃及びT₄は、高圧変圧器
からの波形の半サイクル全部にわたつて導電する
為、それ程重い負担を受けない。これらのトラン
ジスタは、マイクロプロセツサのT₃及びT₄端子
から夫々ゲートＧ６，Ｇ７に印加される信号によ
つて制御される。

ゲートＧ４及びＧ５に対する「変調」信号によ
つて表わされる電流限界の特徴も、上側の２つの
トランジスタT₁及びT₂だけに作用する。この為、
マイクロコンピユータ４１が同期化信号を発生
し、それがフリツプフロツプ１０４，１０６に印
加される。これらのフリツプフロツプはこの同期
化信号と２次入力、即ちフリツプフロツプ１０４
では第２の電流限界信号、フリツプフロツプ１０
６ではアンド・ゲートＧ９の出力信号との両方に
よつて制御される。ゲートＧ９は第１の電流限界
及びオア・ゲートＧ８の出力によつて制御され、
オア・ゲートＧ８はパルス幅変調のパルス列信号
と、フリツプフロツプ１０６の出力から発生され
る20マイクロ秒の単安定パルスである同期化信号
を受取る。この最低パルスを発生するのは、トラ
ンジスタ・インバータの出力側にあるRC直列回
路が、トランジスタがオフに転ずる前に安全に放
電していて、こうしてトランジスタの２番目の降
伏が起らない様に保護するのを保証する為であ
る。

動作について説明すると、第２の電流限界がオ
フに引外されていると仮定すれば、フリツプフロ
ツプ１０４の出力は第２の電源限界と同期した作
用であり、フリツプフロツプ１０６が、第１の電
流限界を通じて、且つRC放電の保証する為の20
マイクロ秒の単安定最低パルスのターンオンと関
連して、変調パルスを発生する。その後、マイク
ロコンピユータ４１が変圧器の主周波数波形を発
生し、これが直ちに下側のトランジスタT₃，T₄
に印加される。この矩形波はゲートＧ８，Ｇ９及
びフリツプフロツプ１０４，１０６を通るパルス
幅変調のパルス列信号と同期していて、矩形波発
生器の立上り時間と同期し且つその終りに出るパ
ルス幅変調のパルス列を上側のトランジスタT₁
並びに／又はT₂に印加する。この時、即ち、こ
とごとくの半周期の終りに、マイクロコンピユー
タ４１は、対角線１、即ちトランジスタT₁及び
T₄から対角線２、即ちトランジスタT₂及びT₃に
切換える信号をも発生する。この対角線の切換え
は、導電している対角線のトランジスタの完全な
オフ切換えが成功する様に保証する。最後にマイ
クロコンピユータ４１が故障の誤まり及び誤差符
号をも発生するが、これらが制御マイクロプロセ
ツサ３０に送り返され、考えられる故障の内の１
つが発生した時点、並びにそれがどういう種類の
故障であるかを知らせる。２進数が復号され、デ
ータ・リンクを介して表示コンソール４９に送ら
れる。

こうしてマイクロコンピユータ４１は、電力イ
ンバータの制御、波形の発生、キヤビネツト側の
中央マイクロプロセツサとの連絡、指令を受取る
こと、並びに最も起り易い問題であるが、電力回
路で故障が起つたかどうかという様な判断を下す
為の情報を装置に供給することの点で、非常に高
度の融通性を持つ。

高圧分流器及び高圧分圧帰還回路第３図の高圧分流器３２及び高圧分圧帰還回路
４６が第８図に更に詳しく示されている。高圧分
流器３２、高圧側で発生して、電子式の制御回路
に影響を及ぼす惧れのある過電圧に対し、保護作
用をする。独特な特徴は、普通の分流器の非常に
多数の部品に代えて、高圧整流器２９の直流側か
らの必要な出力コンデンサ７１を２次的な役割と
して使つていることである。追加する必要のある
部品は第８図に示す下側のコンデンサ１０７及び
下側の抵抗１０８だけであり、この為分流器の物
理的な寸法を大幅に小さくすると共に、普通の分
流器で行われている様に多数の素子を使うことに
よる固有の不正確さ並びにコスト高が避けられ
る。典型的には、低エネルギの発生装置（0.25ｍ
ASの範囲内）では、波静電容量は最小限に抑
えなければならない。例えばこの発明の好ましい
実施例では、コンデンサ７１の静電容量は陽極か
ら大地まで、約５ナノフアラドである。陰極と大
地の間にも同一のコンデンサ及び同一の分流器が
ある。下側のコンデンサ１０７を使う目的は、低
電圧、即ち５乃至15ボルトの範囲内の出力信号を
求め、それを悪影響なしに制御回路に帰還するこ
とが出来る様にすることである。

これに関連して処理しなければならない問題
は、Ｘ線管がアークを出す時の大きな電圧スパイ
クである。これは、陽極と大地の間、陰極と大地
の間又は陽極と陰極の間の何れかで起り得る現象
である。勿論、何等かの保護をしなければ、こう
いう過電圧が制御回路を損傷する惧れがある。装
置を保護する為にこの発明で使う方式は、最悪の
場合、例えば演算増幅器８４に接続された制御回
路には、大電圧の過渡状態の間、装置を損傷する
惧れのある過電圧がかゝらない様に保証する上か
ら下への電圧カスケード波作用を設けることで
ある。この保護作用をする為、公称最大75kVの
場合の分圧器の条件は、コンデンサ１０７とコン
デンサ７１との比に2000を乗じて、Vxで定めら
れる。コンデンサ１０７の値は10マイクロフアラ
ド程度であり、電圧Vxは37.5ボルトに等しい。
演算増幅器８４の入力に印加される分圧器回路内
の点Vyに於ける電圧は、抵抗１０９及び１１１
で除して、電圧Vzは大体Vyの半分の値、即ち
4.99ボルト又は例えば５ボルト近い電圧になる。
この５ボルトは、150kVの出力レベルでは、同一
の陰極対地間分圧器の電圧に関連して考えると、
分圧器の合計信号が10ボルトになる。

電圧を分圧すると、次にカスケード波作用が
働いてくる。最初に、過渡状態が発生して予定の
レベルより高い場合、避雷器SP１がスパイクに
対する保護作用をする。この場合、波作用に寄
与を持つ別の素子が同軸ケーブル１１２である。
同軸ケーブルは固有の静電容量及びインダクタン
スを持つていて、空隙Ａ１に達する前に、高圧側
から来る放射雑音を下げる傾向を持つ。図示の様
に第２の避雷器SP２を設けて、保護の万全を期
す。このカスケード波作用に更に追加して、コ
ンデンサ１１３，１１４，１１６及び抵抗１１７
を設ける。抵抗１１７及びコンデンサ１１４の間
で別の波効果がある。最後に、抵抗１０９及び
コンデンサ１１６によるVyからVzまでの波効
果がある。抵抗１０９及びコンデンサ１１６は、
上に述べた抵抗１０９，１１１の分圧作用に関連
して作用をする。この累積的な効果として、陽極
大地間電圧が75000ボルトの場合、電圧Vzの公称
値は５ボルトである。第８図の回路にはダイオー
ド１１８，１１９もある。これらのダイオード
は、スパイクの極性に応じて、スパイクをダイオ
ード１１８を介して15ボルトの電源に方向転換す
るか、又はダイオード１１９を介してVyから大
地に方向転換する。更に演算増幅器８４は、ダイ
オード１２１，１２２により、その入力端子に対
する過電圧から保護される。

(1)避雷器SP１、同軸ケーブル１１２、コンデ
ンサ１１３、空隙Ａ１、避雷器SP２及び抵抗１
０９，１１１，１１７の分圧器を含む素子の組合
せの波作用、(2)抵抗１１７及びコンデンサ１１
４の組合せの波作用、(3)抵抗１０９とコンデン
サ１１６の組合せの波作用と、ダイオード１１
８，１１９を介してエネルギを電源のコンデンサ
に戻す能力と組合せた効果として、高圧側に発生
する鋭いスパイクのレベルがどうであつても、電
子式の制御回路に損傷を招く程のエネルギが加え
られることがない様に保証される。

次に高圧分流器３２の設計について更に詳しく
説明すると、その過渡的な応答は、コンデンサ７
１、抵抗６９及びVxに於ける等価抵抗を持つコ
ンデンサ１０７の合計インピーダンスに関係する
が、定常状態では、その精度は抵抗６９及びVx
の等価抵抗に関係する。比較的小さな地の減衰抵
抗１２４を設けて、直列インダクタンスによつて
発生されるかも知れないコンデンサ７１に対する
余分のリツプル振動を減衰させる。この理由で、
高圧コンデンサ７１は典型的にはナノヘンリー未
満の小さいインダクタンスの値を持つことが好ま
しい。抵抗６９、及び直列の抵抗１１７，１０
９，１１１と並列の抵抗１０８で構成された等価
抵抗と、コンデンサ７１及び１０７の間の関係
は、それ等の時定数を同じにしなければならない
こと、並びに要求される電圧又はVxの電圧が、
最大75kVの陽極大地間電圧に対し、（アンダーラ
イター・ラボラトリーズによつて要求される）40
ボルト程度にすべきであることによつて定められ
る。分流器の設定に対する調節が非常に簡単であ
り、必要な唯一の調整は、コンデンサ５１の許容
公差、典型的には５％程度に対して、コンデンサ
１０７を調節することであることをこゝで述べて
おきたい。この１個の調節に較べて、従来の分流
器では、非常に多数の部品を使つている為に、非
常に多くの調節を必要とするのが典型的であり、
それと非常に対照的である。

この発明の分流器の別の利点は、高圧側から
37.5ボルトの点Vzまで、部品の数が２個の抵抗
及び２個のコンデンサと最小限に抑えてある為、
累算的な誤差の惧れが最小限になつていることで
ある。抵抗に要求される許容公差はそれ程厳しく
ない。これは抵抗の数が僅か２個であるからであ
る。この為、過渡得な応答が速い分流器を非常に
簡単に、安いコストで高い精度で作ることが出来
る。

抵抗だけを使う従来の分流器は良好な過渡的な
応答及び速い立上りを持たないのが普通である
が、非常に急激な立上りを以て高い周波数で動作
するこの発明の装置では、閉ループ帰還電圧制御
が出来る様に良好な過渡的に応答が得られる。更
に、一層大きな帯域幅で動作が出来、こうして装
置の応答が改善される。

混合増幅器及び帰還制御器高圧帰還制御装置が第９図に示されており、０
乃至10ボルト程度の電子回路用の低レベル信号で
ある可変電圧指令を発生する周知の手段を含んで
いる。この発明では、この信号が中央マイクロプ
ロセツサ３０により、デイジタル・アナログ変換
器５２を介して発生される。線７２を介して出力
から戻つて来るキロボルト数帰還信号がアナロ
グ・デイジタル変換器５３で変換されて、同じマ
イクロプロセツサ３０に供給され、装置が正しく
動作していること、並びに帰還電圧が指令電圧に
追従していることを実時間動作で確認する。第９
図に示す好ましい電力段が先ず電力トランジス
タ・インバータ３９を含んでいる。このインバー
タは、24kV（乳房造影法）から150kV（放射線写
真法）までの要求される非常に広いキロボルト数
で作用することが出来る様にする為に、変圧器の
２つの固定タツプ及びの内の１つで作用す
る。第９図では、電力トランジスタ・インバータ
３９の出力に、こゝで１次側と呼ぶ高圧側に対す
る等価回路が示されている。その主な構成部品
は、変圧器の漏洩インダクタンス、インダクタン
ス及びそれに伴う直列インダクタンスL_T、波
コンデンサC_F及び可変負荷R_Lである。この液
コンデンサは１次側に対しては、高電圧の時の値
に変圧器のターン比の自乗を乗じて計算され、こ
の結果非常に大きな値になる。可変負荷は１次側
に対しては、非常に広い範囲にわたつて変わり得
る（典型的には、1250ｍＡから0.1ｍＡと15000対
１に、又は場合によつては更に大きな負荷電力の
変化がある）。更に前に述べた高圧分圧器が示さ
れている。これは電圧帰還用の混合、増幅及び制
御器３４と中央処理装置３０を動作させる為のキ
ロボルト数帰還信号を発生する。

閉ループ帰還制御装置の主な特徴の１つは、抵
抗１２６、抵抗１２７及びコンデンサ１２８の組
合せによつて行われる電圧帰還の進相と、帰還抵
抗１３１及びコンデンサ１３２の時定数によつて
得られる混合増幅器１２９の遅相であり、その協
働作用によつてkV帰還誤差信号が発生されるが、
これは立上り期間の間変化すると共に、定常状態
では直流信号とみなすことが出来、鋸歯状波発生
器３６と比較され、比較器１３３の出力にパルス
幅変調のパルス列を発生する。

上に述べた飽和防止回路４７も閉ループ帰還キ
ロボルト数ループの一部分であることを述べてお
きたい。これは、鋸歯状波発生器からの波形の勾
配の動的に変える時、ループ全体の制御器の実効
利得も変えているからである。飽和防止回路４７
に於ける変動は小さく、変圧器自体が到達する飽
和レベルに従つて動的に変化しているが、ループ
に導入される可変利得は、装置の安定性並びに性
能のよい動作にとつて考慮に入れなければならな
い別の重要な特徴である。ループの遅相回路の目
的は、誤差帰還信号の雑音を波することであ
る。最適の性能を達成する為には、装置の帯域
幅、短いパルス応答及び帰還のトラツキングを改
善する為に、遅相回路は最小限に抑えなければな
らない。この発明の遅相回路は、抵抗１３１及び
コンデンサ１３２の組合せの時定数と、R_L及び
C_Fの値によつて決定される負荷波器の時定数
とによつて特性的に定められる。然し、R_LC_Fが
可変であつて、前に説明した様に、典型的には
15000対１で変化することがあるから、抵抗１３
１及びコンデンサ１３２によつて混合増幅器１２
９に導入される位相の遅れは、制御並びに安定性
の点で、Ｘ線発生装置で普通に起る考えられる大
幅の負荷変動を補償しなければならない。他方、
抵抗１３１及びコンデンサ１３２の組合せは、帰
還装置が１ミリ秒という短い露出時間に応答し得
る様に保証する為、時定数が最低になる様にしな
ければならない。

混合増幅器１２９の帰還で装置の速い応答を得
る為、市場で入手し得る制御回路１３５を設け
る。この回路の作用は、混合増幅器１２９の最大
出力を10ボルトのレベルに制限することである。
この10ボルトのレベルは鋸歯状波発生器の出力と
同じ振幅であり、この為、混合増幅器１２９の最
大出力は鋸歯状波発生器の出力レベルを越えな
い。この関係により、特に立上り期間の後の方の
部分の間、応答を一層遅くする原因になる様な混
合増幅器の飽和を避ける。遅相装置の２番目の作
用は、進相の特徴によつて導入された雑音を補償
し、予定の周波数より高い所では、遅相装置が装
置に対する雑音の影響を最小限に抑える様にする
ことである。立上り時間の間、抵抗１２６，１２
７及びコンデンサ１２８による進相効果が、立上
り時間の終りにオーバシユートを予定のレベルに
クランプする。これが負荷の動的な変動、又はキ
ロボルト数に影響を与え得る、直流レールの電圧
レベルの様な他のパラメータの変動に対する装置
の応答を改善する。こうして進相回路が立上り時
間の間のオーバシユートを制御し、傾斜関数作用
をする。制御の観点から見ると、それがすること
は、立上り時間の間に変圧器及び出力直流波器
が蓄積すエネルギを減少して、オーバシユートを
制御することである。進相の特徴を使うことに伴
う主な欠点は、混合演算増幅器の出力に対する雑
音信号に固有の増加が起ることであるが、前に説
明した様に、カツトオフ周波数より高い周波数で
はこれが補償され、この為、進相によつて発生さ
れる交流リツプルの増加が、前述の遅相回路並び
に関連した中間遅相回路によつて実効的に相殺さ
れる。この回路は直列接続された抵抗１３０及び
コンデンサ１４０で構成されていて、ダイナミツ
ク雑音に補償し、こうして高い利得及び良い安定
性を持つ改良された装置に於ける雑音レベルを許
容し得るものにする。装置の帯域幅は１乃至1.2k
Hzの範囲であることが好ましく、変圧器の切換え
周波数は典型的には6kHz程度又はそれより高く、
こうして進相並びに中間遅相の両方に対する両方
のカツトオフ周波数が、変圧器の切換え周波数よ
り十分低くて、進相の特徴によつて発生される交
流リツプルの増加を補償する。装置の安定性が第
１０図に示すニコル線図によつて示されている。
この図は全体的な利得の余裕が約20dBで位相の
余裕が70°であることを示している。従つて、装
置の直線性並びに制御安定性の余裕は非常に良好
である。

この発明の装置は、種々の設計及び性能の特徴
を考えれば、更によく理解されよう。例えば立上
り期間の間、一方は立上り時間を速くする為に電
流の流れを大きくするという条件、そして他方は
オーバシユートを避けると共に寸法が大きすぎる
部品を必要としないで済む様に、電流の流れを制
限しようとする条件の相反する相互作用条件があ
ることが理解されよう。立上り時間の間、電流が
変圧器を磁化する為に非常に大きく流れる傾向が
あり、出力波コンデンサ６９を充電するが、変
圧器の漏洩インダクタンスによつて制限されるだ
けである。この漏洩インダクタンスは設計によ
り、１次側及び２次側の間の信号波形の再現性が
非常によくなる様に、最小限に抑えることが好ま
しい。Ｘ線発生装置の直流出力波器の規模は、
達成しようとする低いｍＡ、インバータの所望の
切換え周波数、及び許容し得る出力電圧のリツプ
ルの兼合いである。この発明の特徴は、立上り期
間の間、周波数を高くして、限流作用を少なくし
て立上り時間を一層速くし、こうして矩形波にご
く近い波形を得ることである。

上に述べた条件の他に、電力トランジスタ・イ
ンバータ２７並びにそれに関連した制御装置が許
容し得るレベルに電流の流れを制限する必要があ
る。更に、立上り時間の終りのオーバシユートを
避ける為に、電流の流れ並びに関連する立上り時
間を制限しなければならない。こういう理由で、
立上り時間の間に電流を制御しなければならない
が、それと同時に、Ｘ線手順で好ましい結果を得
る為、特に短い露出では、装置は0.5乃至、1.5ミ
リ秒の範囲内の妥当な立上り時間を達成しなけれ
ばならない。こういうことが、増加する可変のマ
ーク／スペース比の特徴の作用を、定常状態の動
作よりも一層高い周波数で動作させることによつ
て達成されることは、前に述べた通りである。

上に説明した電流レベル相互作用現象の別の１
面は、立上り時間の間、混合増幅器１２９が飽和
状態にあり、飽和期間の間、装置が変圧器鉄心の
飽和状態から速やに回復すること並びにこの期間
中制御作用が保たれることを保証する為に、何等
かの制御作用を加えなければならない。前に説明
した様に、この制御作用を設定する為、混合増幅
器１２９の帰還に出力制限回路１３５を装入し
て、コンデンサ１３２が回復するまでの時間が長
くなる様な極端な位置に誤差信号が行かない様に
して、誤差信号が鋸歯状波発生器の交点の限界内
にあつて、混合増幅器を飽和状態から速やかに脱
出させ、立上り期間の終りに良好な制御作用を達
成する。この立上り時間の終りに、並びに立上り
時間の間でも、飽和防止回路４７は変圧器２８が
飽和状態から確実に脱出する様にする為に釣合せ
なければならない。これは、この立上り時間の
間、マーク／スペース比又はボルト／秒の動的な
非対称性がインバータ２７及び変圧器２８に加え
られるからである。

立上り時間の間の増加する可変のマーク／スペ
ース比は、マイクロプロセツサ３０からＤ／Ａ変
換器５２を通じて電圧要求値の勾配を制御して、
立上り時間の初めの小さなパルスが、電力インバ
ータに対する電源限界と共に、電流を制限し、立
上り期間をも制御することによつて達成し得る。

第１１Ａ図乃至第１１Ｆ図は、ゼネラル・エレ
クトリツク・カンパニが製造したＸ線管MX−
100に種々のパラメータを用いて動作する時のこ
の発明の装置の性能を示している。第１１Ａ図
は、55、60、70、80、90及び100Vの異なるkVレ
ベルに対して640ｍＡの電流負荷を用いた時の32
ミリ秒の典型的の露出時間を示す。先づ、立上り
時間が非常に速く、即ち１ミリ秒以内であること
が認められよう。２番目に、立上り時間の間の直
線性が非常によく、進相補償の為に、立上り時間
の終りにオーバーシユートが緊密に制御されてい
る。定常状態の動作中、出力のリツプルが出力電
圧と共に減少し、マーク／スペース比が電圧上昇
と共に増加することが判る。然し、何れの場合も
リツプルはごく少ない。

第１１Ｂ図は、夫々125kV及び400ｍＡの電圧
及び電流レベルで動作する時の１ミリ秒並びにそ
れ以上の露出時間を示す。この図で示す１つのこ
とは、帰還回路の効果が非常に高速であることで
ある。kV波形の平坦な頂部は、帰還が１ミリ秒
以内に作用していることを実証している。この図
は、立上り期間の間、限流作用が働い立上り期間
中に波コンデンサ及び変圧器にエネルギが蓄積
されるのを制御して、オーバシユートを防止する
場所の表示を幾つか示している。動作パラメータ
は、Ｘ線発生装置が非常に低いｍＡで自動露出制
御で作用する時の典型的な値である。この様に非
常に低いｍＡの場合、従来の発生装置では再現性
が、負荷の大幅の変動の為に達成するのが非常に
困難である。この発明は、この様な状態でも、オ
ーバシユートがなく、頂部が平坦で応答が速いこ
とを保証する非常に高速の閉ループ動作でキロボ
ルト数を制御することにより、良好な性能を達成
する。

第１１Ｃ図は110kV、400ｍＡの時の露出を示
しており、インバータの電流波形を示す。この図
は相異なる２つの期間をはつきりと示している。
第１の期間、即ち非線形立上り期間は、動流が定
常状態のレベルより一層高いレベルで流れること
が出来、立上り時間を速くすることを示してい
る。更に立上り時間の間も、定常状態の動作中
も、波形が非常に対称的であることを示してい
る。これは、飽和防止回路４７の作用の為、変圧
器の飽和現象がないことを表わす。更にこの図
は、立上り期間と定常状態の間の移り変わりが進
相動作の終り並びにkV数の頂部に達した時に、
滑らかに且つ高速で行われることを示している。

kV段階形応答が第１１Ｄ図に示されており、
この図は200ｍＡ、70kVの波形に15kVの段階を
重畳した場合を示す。この図から判る様に、オー
バーシユートがなく、落着き時間は非常に速い
（１ミリ秒未満程度）。これは遅相及び進相回路が
支配的になる第１次装置、即ち１／（１＋ST）
であると思われる。

第１１Ｅ図は同じ波形であるが、周波数が一層
高くなり、7.5kVpの段階を重畳した場合を示し
ており、キロボルト数周波数応答を示している。
下側の曲線は、可変の中間要求値を発生するクロ
ツク発生器を示す。

第１１Ｆ図は第１１Ｅ図と同様であるが、
75kVpに7.5kVpを重畳した場合である。然し、
時間の目盛が変わつており、周波数はこの時5.5k
Hzである。

第１０図及び第１１図に示した性能データか
ら、電圧帰還制御器に関してひき出せる結論は次
の通りである。(1)Ｘ線発生装置に用いる広い範囲
の方式にわたり、実質的にオーバシユートがな
い。(2)少なくとも5.5kHzまではトラツキングが非
常に良好である。(3)不安定性がなく、むしろ直線
性並びに再現性が非常によい。(4)その挙動は第１
次装置１／（１＋ST）の挙動である。

この発明を特定の実施例並びに例について説明
したが、当業者には以上の説明からいろいろな変
更が考えられよう。従つて、特許請求の範囲内
で、この発明はこゝで具体的に説明した以外の形
で実施することが出来ることを承知されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＸ線発生装置の略図、第２図は
この発明のＸ線発生装置の略図、第３Ａ図及び第
３Ｂ図はこの発明の好ましい実施例の電圧帰還及
び制御部分の回路図、第４図はこの発明の飽和防
止回路の回路図、第５Ａ図及び第５Ｂ図はこの発
明のインバータの制御装置で発生される代表的な
パルスを示す簡略のグラフ、第６図はこの発明で
用いる種々の保護回路の回路図、第７図はこの発
明の保護回路のデイジタル部分を示す回路図、第
８図はこの発明の好ましい実施例の分圧器の回路
図、第９図は混合増幅器並びにそれに関連した進
相回路を含むこの発明の帰還制御部分の回路図、
第１０図はこの発明のキロボルト数帰還をグラフ
で示すニコル線図、第１１Ａ図乃至第１１Ｆ図は
この発明の性能のいろいろな特性を示すオツシロ
スコープに得られた痕跡を示すグラフである。主な符号の説明、２３：３相入力、２４：整流
器、２７：インバータ、２８：高圧変圧器、２
９：整流器、３７：論理制御装置、４７：飽和防
止回路、４８：電流限界回路、６７：変流器。

Claims

【特許請求の範囲】１電力を誘導性負荷に供給するインバータとパ
ルス幅可変ゲート信号を前記インバータに送るパ
ルス手段とを含み、前記インバータは第１、第
２、第３及び第４のスイツチング手段と第１、第
２、第３及び第４のダイオードとを含む形式であ
り、前記第１及び第２のスイツチング手段は正の
母線と負の母線との間に直列に接続され、前記第
３及び第４のスイツチング手段は前記正の母線と
負の母線との間に直列に接続され、前記誘導性負
荷は前記第１及び第２スイツチング手段の中間接
続点と前記第３及び第４スイツチング手段の中間
接続点との間に接続され、前記第１及び第２のダ
イオードは前記正の母線と負の母線との間に直列
に接続されて前記負の母線から正の母線に順電流
が流れる様に極性配置され、前記第３及び第４の
ダイオードは前記正の母線と負の母線との間に直
列に接続されて前記負の母線から正の母線に順電
流が流れる様に極性配置され、前記誘導性負荷は
前記第１及び第２のダイオードの中間接続点と前
記第３及び第４のダイオードの中間接続点との間
に接続されている電力制御装置に於ける、前記誘
導性負荷の飽和状態を防止する制御装置が、前記負荷と前記スイツチング手段を流れる電流
を感知して前記電流を表わす信号を出力する電流
感知装置であつて、前記電流感知装置は前記ダイ
オードを流れる電流は感知しない様に接続された
電流感知装置と、前記第１及び第４のスイツチング手段が導通状
態の時に前記負荷を第１の方向に流れる電流を、
前記第２及び第３のスイツチング手段が導通状態
の時に前記負荷を第２の方向に流れる電流と積分
する手段であつて、その両電流の差を表わす極性
及び値を有する誤差信号を出力する積分する手段
と、前記誤差信号を所定の値を有する基準信号と比
較して前記誤差信号の値が前記基準信号の値より
大きい時にゲート信号を出力する手段と、前記ゲート信号に応答して前記誤差信号を前記
パルス手段に送つてインバータに対するパルスゲ
ート信号を変更する論理手段とを含み、飽和電流
を発生する一対のスイツチング手段の導通時間を
減少して誤差信号の値を減少させる電力制御装
置。２特許請求の範囲第１項記載の電力制御装置に
於て、前記誤差信号を所定の値を有する基準信号
と比較して前記誤差信号の値が前記基準信号の値
より大きい時にゲート信号を出力する手段が、前記誤差信号を正の値の基準信号と比較して前
記誤差信号が前記基準信号より更に正である時に
前記誤差信号を発生する様に接続された第１の比
較器と、前記誤差信号を負の値の基準信号と比較する第
２の比較器であつて、前記誤差信号が前記基準信
号より更に負の時に前記ゲート信号を出力する第
２の比較器とを含む電力制御装置。３特許請求の範囲第２項記載の電力制御装置に
於て、前記ゲート信号に応答して前記誤差信号を
前記パルス手段に送つてインバータに対するパル
スゲート信号を変更する手段が、前記第１の比較器からの前記ゲート信号を受取
る様に接続された第１の入力端子と前記第１及び
第４のスイツチング手段の導通を表わす信号を受
取る様に接続された第２の入力端子とを有する第
１の論理回路であつて、前記ゲート信号と前記導
通状態を表わす信号の同時発生に応答して第１の
飽和信号を出力する第１の論理回路と、前記第２の比較器からの前記ゲート信号を受取
る様に接続された第１の入力端子と第２及び第３
のスイツチング手段の導通を表わす信号を受取る
様に接続された第２の入力端子とを有する第２の
論理回路であつて、前記ゲート信号と前記導通状
態を表わす信号の同時発生に応答して第２の飽和
信号を出力する第２の論理回路と、前記第１及び第２の飽和信号のいずれか一方の
存在に応答して論理信号を発生して前記誤差信号
を前記パルス手段に接続可能にした第３の論理手
段とを含む電力制御装置。４特許請求の範囲第３項記載の電力制御装置に
於て、前記インバータに対するパルス信号のパルス幅
が、前記電力制御装置によつて発生される電圧と
所望の電圧との差を表わす出力電圧差信号を、各
パルス信号の開始時にリセツトされる傾斜電圧信
号と比較することにより決められて、前記スイツ
チング手段の導通時間の時のみ前記傾斜電圧信号
の傾きが前記誤差信号に作用して、前記パルス信
号のパルス幅が前記導通状態のスイツチング手段
に対して減少する電力制御装置。