JPH0724463B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0724463B2 JPH0724463B2 JP61048639A JP4863986A JPH0724463B2 JP H0724463 B2 JPH0724463 B2 JP H0724463B2 JP 61048639 A JP61048639 A JP 61048639A JP 4863986 A JP4863986 A JP 4863986A JP H0724463 B2 JPH0724463 B2 JP H0724463B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4803—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode with means for reducing DC component from AC output voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、パルス幅制御（以下PWM制御と云う）により
直流を交換し変圧器を介して電力を供給する装置に係
り、特に変圧器の偏磁防止手段を備えた電力変換装置に
関するものである。
直流を交換し変圧器を介して電力を供給する装置に係
り、特に変圧器の偏磁防止手段を備えた電力変換装置に
関するものである。
（従来の技術） インバータにより直流を交流に変換し、変圧器を介して
電力を供給する場合、交流の周波数を高くすることによ
り変圧器が小形化される。
電力を供給する場合、交流の周波数を高くすることによ
り変圧器が小形化される。
抵抗溶接機では、従来、商用電源の位相制御により電力
を調整し、変圧器を介して大電流に変換したが、ロボッ
ト搭載を考える場合、変圧器を小形、軽量化する必要が
ある。この場合、変圧器の一次側に印加する交流には直
流分を含まない制御を行わないと変圧器の磁束密度を高
く設計し軽量にすることが出来ない。
を調整し、変圧器を介して大電流に変換したが、ロボッ
ト搭載を考える場合、変圧器を小形、軽量化する必要が
ある。この場合、変圧器の一次側に印加する交流には直
流分を含まない制御を行わないと変圧器の磁束密度を高
く設計し軽量にすることが出来ない。
第９図に、抵抗溶接機における変圧器の偏磁防止回路の
従来例を示す。
従来例を示す。
直流電源１はインバータブリッジ２により直流から交流
に変換され変圧器３に電力を供給する。変圧器２次側の
電圧は整流器４により整流され溶接電極５に数千Ａ〜数
万Ａの電流を流して溶接を行う。溶接電流の制御はイン
バータブリッジのPWM制御により平均電圧を制御し、溶
接電流は溶接電極回路を含むリアクトル分により平滑化
される。
に変換され変圧器３に電力を供給する。変圧器２次側の
電圧は整流器４により整流され溶接電極５に数千Ａ〜数
万Ａの電流を流して溶接を行う。溶接電流の制御はイン
バータブリッジのPWM制御により平均電圧を制御し、溶
接電流は溶接電極回路を含むリアクトル分により平滑化
される。
インバータブリッジ２はトランジスタとダイオードを逆
並列接続した電気弁21〜24から成る。
並列接続した電気弁21〜24から成る。
変流器６により変圧器３の一次側電流が検出され、電流
検出回路７により直流の電流検出信号Ｉに変換される。
検出回路７により直流の電流検出信号Ｉに変換される。
溶接条件設定器８は溶接電流基準信号Ｉ＊と溶接時間信
号ＴRUNを出力し、溶接時間ＴRUNの間インバータブリッ
ジ２を動作させる信号となる。電流基準信号Ｉ＊と電流
検出信号Ｉとの誤差は電流制御増幅器９により増幅さ
れ、加算器10、及び11を通して比較器12及び13に入力さ
れる。そしてそれぞれ３角波発生器14の出力信号ｅ△と
批較されPWM信号V12,V13を出力する。さらに分配回路15
により電気弁21,24と22,23の２グループが駆動回路16を
介して、それぞれ駆動される。
号ＴRUNを出力し、溶接時間ＴRUNの間インバータブリッ
ジ２を動作させる信号となる。電流基準信号Ｉ＊と電流
検出信号Ｉとの誤差は電流制御増幅器９により増幅さ
れ、加算器10、及び11を通して比較器12及び13に入力さ
れる。そしてそれぞれ３角波発生器14の出力信号ｅ△と
批較されPWM信号V12,V13を出力する。さらに分配回路15
により電気弁21,24と22,23の２グループが駆動回路16を
介して、それぞれ駆動される。
一方、３角波発生器14の出力から位相検出回路17によ
り、前記電気弁21,24を駆動する区間と電気弁22,23を駆
動する区間を分離する同期信号を発生し、溶接時間Ｔ
RUNと同期回路18を通して、前記同期信号に同期して、
オンオフ信号を分配回路15に与えインバータブリッジ２
の通電時間を制御する。
り、前記電気弁21,24を駆動する区間と電気弁22,23を駆
動する区間を分離する同期信号を発生し、溶接時間Ｔ
RUNと同期回路18を通して、前記同期信号に同期して、
オンオフ信号を分配回路15に与えインバータブリッジ２
の通電時間を制御する。
電流差検出回路19は電流検出信号Ｉを位相検出回路17の
同期信号により、半サイクル毎の電流に分離しその電流
差を検出する。電流差は増幅器20により増幅され電流バ
ランス補正信号として加算器10と21に加えられる。これ
により電流が多い半サイクル側の通電幅を狭く、電流が
少ない半サイクル側の通電幅を広くする様に制御が行わ
れる。この様に変圧器の半サイクル毎の電流をバランス
させる必要が生じる理由は、電気弁に動作遅れがあり、
その値が素子個体や温度等により差があるためである。
例えば1000V300Aのパワートランジスタの場合、オンの
遅れは１〜２μｓ、ターンオフ時間は15μｓ〜30μｓの
バラツキであり、特にターンオフ時間は温度により更に
50％程度変動する。更にパワートランジスタの駆動回路
にも数μｓの遅れがあることを考えると、ターンオンと
ターンオフの総合動作遅れのバラツキは素子により10μ
ｓ程度を考慮する必要がある。今1KHzの周波数を変圧器
に供給する場合を考えると、半サイクルは500μｓとな
り、トランジスタの動作遅れのバラツキによる直流分は となり約２％である。
同期信号により、半サイクル毎の電流に分離しその電流
差を検出する。電流差は増幅器20により増幅され電流バ
ランス補正信号として加算器10と21に加えられる。これ
により電流が多い半サイクル側の通電幅を狭く、電流が
少ない半サイクル側の通電幅を広くする様に制御が行わ
れる。この様に変圧器の半サイクル毎の電流をバランス
させる必要が生じる理由は、電気弁に動作遅れがあり、
その値が素子個体や温度等により差があるためである。
例えば1000V300Aのパワートランジスタの場合、オンの
遅れは１〜２μｓ、ターンオフ時間は15μｓ〜30μｓの
バラツキであり、特にターンオフ時間は温度により更に
50％程度変動する。更にパワートランジスタの駆動回路
にも数μｓの遅れがあることを考えると、ターンオンと
ターンオフの総合動作遅れのバラツキは素子により10μ
ｓ程度を考慮する必要がある。今1KHzの周波数を変圧器
に供給する場合を考えると、半サイクルは500μｓとな
り、トランジスタの動作遅れのバラツキによる直流分は となり約２％である。
この様に２％の直流分に対しても飽和しない様な変圧器
を製作すると、変圧器の重量が増加し、ロボットに溶接
用変圧器を搭載することは不可能となる。
を製作すると、変圧器の重量が増加し、ロボットに溶接
用変圧器を搭載することは不可能となる。
（発明が解決しようとする問題点） この様な理由で、電気弁等の動作遅れのバラツキが発生
しても、変圧器に直流分が印加されない方法を採用し、
変圧器を小形、軽量化する必要がある。
しても、変圧器に直流分が印加されない方法を採用し、
変圧器を小形、軽量化する必要がある。
しかし、上述した従来の方法は、変圧器の電流の半サイ
クル毎の誤差を検出し、この誤差が零になる様制御する
方式であり次の様な問題点がある。
クル毎の誤差を検出し、この誤差が零になる様制御する
方式であり次の様な問題点がある。
（ａ）励磁電流分は変圧器定格電流に対し２〜３％であ
り、飽和前のアンバランス検出は困難であり、結果とし
ては、変圧器が飽和し、励磁電流が増加した時点で検出
することになる。
り、飽和前のアンバランス検出は困難であり、結果とし
ては、変圧器が飽和し、励磁電流が増加した時点で検出
することになる。
（ｂ）電流バランス制御が連続的制御であるため、制御
応答が遅く、急に飽和する特性の良い鉄心を適用すると
大きな励磁電流が過渡的に流れることがあり、インバー
タブリッジの電流容量を大きくする必要がある。
応答が遅く、急に飽和する特性の良い鉄心を適用すると
大きな励磁電流が過渡的に流れることがあり、インバー
タブリッジの電流容量を大きくする必要がある。
以上の如く、従来の方式では変圧器が飽和したことを検
出して制御を行うので制御が遅れ、変圧器の磁束密度を
低く設計する必要があり、変圧器の極限設計が困難であ
った。
出して制御を行うので制御が遅れ、変圧器の磁束密度を
低く設計する必要があり、変圧器の極限設計が困難であ
った。
更に、PWMを行わない即ち180度区間オンの状態では、電
流バランス制御が不可能になるため、常に制御角に余裕
を取って制御する必要があり、インバータ出力電圧を10
0％利用することが出来ず、常に10％程度電圧の制御範
囲を残して置くため、インバータ容量がその分だけ増加
する。
流バランス制御が不可能になるため、常に制御角に余裕
を取って制御する必要があり、インバータ出力電圧を10
0％利用することが出来ず、常に10％程度電圧の制御範
囲を残して置くため、インバータ容量がその分だけ増加
する。
本発明は上記の点を考慮してなされたもので、変圧器に
印加される電圧の積分値、即ち磁束が常に正の半サイク
ルと負の半サイクルとで同一になる様にしかも応答の遅
れが無く、かつ180度通電の区間でも制御可能な変圧器
の偏磁防止回路を提供することを目的とするものであ
る。
印加される電圧の積分値、即ち磁束が常に正の半サイク
ルと負の半サイクルとで同一になる様にしかも応答の遅
れが無く、かつ180度通電の区間でも制御可能な変圧器
の偏磁防止回路を提供することを目的とするものであ
る。
参考文献名 溶接技術、1985 ３月号 インバータ制御抵抗溶接機
図３及びP30、 公開実用新案公報 昭60−24190 プッシュプルコンバ
ータの偏磁防止回路 〔発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 本発明は上記問題を解決するために、PWMにより出力が
可変され変圧器を介して負荷に電力を供給するPWMイン
バータを備えた装置において、前記変圧器の電流を検出
する電流検出手段、上記電流検出信号から電流変化率を
検出する電流変化率検出手段、上記電流変化率をPWM制
御信号により正側と負側に分離して比較し大小を判別す
る電流変化率比較手段、上記判別に応じてPWMのパルス
幅を修正するパルス幅補正手段を設けて構成する。
図３及びP30、 公開実用新案公報 昭60−24190 プッシュプルコンバ
ータの偏磁防止回路 〔発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 本発明は上記問題を解決するために、PWMにより出力が
可変され変圧器を介して負荷に電力を供給するPWMイン
バータを備えた装置において、前記変圧器の電流を検出
する電流検出手段、上記電流検出信号から電流変化率を
検出する電流変化率検出手段、上記電流変化率をPWM制
御信号により正側と負側に分離して比較し大小を判別す
る電流変化率比較手段、上記判別に応じてPWMのパルス
幅を修正するパルス幅補正手段を設けて構成する。
（作用） 上記構成において、電流検出手段により検出した変圧器
電流から電流変化率検出手段でその電流変化率を検出し
変圧器鉄心の磁束の飽和状態を予測する。さらに、上記
電流変化率は電流変化率比較手段によりPWM制御信号に
同期して正側と負側に分離してその大きさが比較され大
小を判別することにより磁束の偏磁方向が判別される。
この偏磁方向の判別結果からパルス幅補正手段は上記偏
磁方向の逆方向に偏磁するように正側と負側のPWM制御
信号のパルス幅を補正して平均的に変圧器磁束の片寄り
を防止する。
電流から電流変化率検出手段でその電流変化率を検出し
変圧器鉄心の磁束の飽和状態を予測する。さらに、上記
電流変化率は電流変化率比較手段によりPWM制御信号に
同期して正側と負側に分離してその大きさが比較され大
小を判別することにより磁束の偏磁方向が判別される。
この偏磁方向の判別結果からパルス幅補正手段は上記偏
磁方向の逆方向に偏磁するように正側と負側のPWM制御
信号のパルス幅を補正して平均的に変圧器磁束の片寄り
を防止する。
（実 施 例） 本発明の実施例を第１図に示す。第９図と同一部分は同
一番号を記してその説明は省略する。
一番号を記してその説明は省略する。
第１図において、電流検出回路7Aは従来の電流検出信号
Ｉと共に瞬時電流を検出する信号V7を出力し、微分回路
32により変圧器３の入力電流の変化率を検出する。サン
プルホールド回路33はインバータブリッジ２の電気弁駆
動信号V1,V2によりそれぞれ電気弁駆動信号の後端にお
ける入力電流変化率をホールドしV33 Ａ、V33 Ｂとして出
力する。比較器34はこれにより正の半サイクルと負のサ
イクルの入力電流の変化率を比較し、ラッチ回路35によ
り分配回路15の出力、即ちPWM信号V15 Ａに同期してラッ
チした結果により切換回路37を切換える。
Ｉと共に瞬時電流を検出する信号V7を出力し、微分回路
32により変圧器３の入力電流の変化率を検出する。サン
プルホールド回路33はインバータブリッジ２の電気弁駆
動信号V1,V2によりそれぞれ電気弁駆動信号の後端にお
ける入力電流変化率をホールドしV33 Ａ、V33 Ｂとして出
力する。比較器34はこれにより正の半サイクルと負のサ
イクルの入力電流の変化率を比較し、ラッチ回路35によ
り分配回路15の出力、即ちPWM信号V15 Ａに同期してラッ
チした結果により切換回路37を切換える。
狭広パルス回路36は分配回路15より出力されるパルス幅
変調信号から２種のパルスを出力する。切換回路37は前
記ラッチ回路35の指令により上記２種類のパルスのいず
れかを選択する。即ち、磁束が正側に偏磁し励磁電流が
増加を始めると正側サイクルのパルス幅が狭く負側サイ
クルのパルス幅が広いパルスを選択し、磁束が負側に偏
磁している場合はその逆方向に動作する如く切換える。
変調信号から２種のパルスを出力する。切換回路37は前
記ラッチ回路35の指令により上記２種類のパルスのいず
れかを選択する。即ち、磁束が正側に偏磁し励磁電流が
増加を始めると正側サイクルのパルス幅が狭く負側サイ
クルのパルス幅が広いパルスを選択し、磁束が負側に偏
磁している場合はその逆方向に動作する如く切換える。
なお、サンプルホールド回路38はインバータ出力の１サ
イクル中は制御信号を一定に保持して正の半サイクルと
負の半サイクルのPWM信号のパルス幅が変わらないよう
にしてある。これによりパルス幅は１サイクル毎には変
化するが半サイクルでは変化せず正負対称の交流成分と
し変圧器が基本的には偏磁しないようにしてある。
イクル中は制御信号を一定に保持して正の半サイクルと
負の半サイクルのPWM信号のパルス幅が変わらないよう
にしてある。これによりパルス幅は１サイクル毎には変
化するが半サイクルでは変化せず正負対称の交流成分と
し変圧器が基本的には偏磁しないようにしてある。
更に詳細な動作について、第２図を加えて説明する。電
流基準信号Ｉ＊と電流検出信号Ｉの誤差は電流制御増幅
器９により増幅（一般的には比例積分）され、その出力
信号V9は信号V17の立上りのタイミングでサンプルホー
ルドされる。
流基準信号Ｉ＊と電流検出信号Ｉの誤差は電流制御増幅
器９により増幅（一般的には比例積分）され、その出力
信号V9は信号V17の立上りのタイミングでサンプルホー
ルドされる。
従って、第２図に示すように制御信号V9は破線の如く連
続的に変化するが信号V38は１サイクルの期間一定でサ
ンプルホールドの瞬間のみV9と一致する。V38とｅ△比
較器12により比較されPWM制御信号V12として出力され
る。
続的に変化するが信号V38は１サイクルの期間一定でサ
ンプルホールドの瞬間のみV9と一致する。V38とｅ△比
較器12により比較されPWM制御信号V12として出力され
る。
PWM制御信号V12は分配回路15に入力され、信号V17によ
り21,24と22,23のグループを駆動する信号V15 Ａ,V15 Ｂ
に分けられる。同期回路18は、溶接時間信号ＴRUNが任
意に発生、消滅したとき信号V17に同期して１サイクル
を単位として信号V15 Ａ,V15 Ｂが出力されるように分配
回路15を制御するものである。従って信号V15 Ａ,V15 Ｂ
は、パルス幅が１サイクル間は常に等しく制御され、電
気弁の動作時間に差が無ければ、変圧器３の飽和は発生
しない。
り21,24と22,23のグループを駆動する信号V15 Ａ,V15 Ｂ
に分けられる。同期回路18は、溶接時間信号ＴRUNが任
意に発生、消滅したとき信号V17に同期して１サイクル
を単位として信号V15 Ａ,V15 Ｂが出力されるように分配
回路15を制御するものである。従って信号V15 Ａ,V15 Ｂ
は、パルス幅が１サイクル間は常に等しく制御され、電
気弁の動作時間に差が無ければ、変圧器３の飽和は発生
しない。
しかし、電気弁21〜24のターンオフ時間には前述したバ
ラツキが存在するので、このバラツキ分を補正するため
の手段を備えている。すなわち、電流検出回路7Aの全波
整流出力V7を微分回路32で微分し、サンプルホールド回
路33により電気弁の駆動信号V1,V2がオンからオフに変
化する瞬間にホールドする。即ち変圧器３に流れる半周
期電流の後端部の電流変化率を検出して、正側と逆側を
比較器34で比較することにより変圧器の磁束の差を間接
的に検出する。そして信号V15 Ａの立上りの瞬間に比較
器34の出力をラッチ回路35にラッチして切換回路37の切
換を行う。狭広パルス回路36は、第２図V36 Ａ,V36 Ｂに
示す如くそれぞれV15 Ａ,V15 Ｂよりやや広いパルス幅信
号を出力する。この広巾パルス信号V36 Ａ,V36 Ｂは
V15 Ａ,V15 Ｂと立上りは一致して立下り時に遅れを持た
せてある。この理由については第３図により別に説明す
る。
ラツキが存在するので、このバラツキ分を補正するため
の手段を備えている。すなわち、電流検出回路7Aの全波
整流出力V7を微分回路32で微分し、サンプルホールド回
路33により電気弁の駆動信号V1,V2がオンからオフに変
化する瞬間にホールドする。即ち変圧器３に流れる半周
期電流の後端部の電流変化率を検出して、正側と逆側を
比較器34で比較することにより変圧器の磁束の差を間接
的に検出する。そして信号V15 Ａの立上りの瞬間に比較
器34の出力をラッチ回路35にラッチして切換回路37の切
換を行う。狭広パルス回路36は、第２図V36 Ａ,V36 Ｂに
示す如くそれぞれV15 Ａ,V15 Ｂよりやや広いパルス幅信
号を出力する。この広巾パルス信号V36 Ａ,V36 Ｂは
V15 Ａ,V15 Ｂと立上りは一致して立下り時に遅れを持た
せてある。この理由については第３図により別に説明す
る。
電気弁21,24がオンしている期間の後端の電流変化率が
電気弁22,23がオンしている期間の後端の電流変化率よ
り大きい場合は、比較器34の出力は“1"となり、これを
ラッチ回路35によりラッチして切換回路37はV37 Ａ,V15
Ａの信号を出力し、V37 ＢはV36 Ｂを出力するように切換
るので、電気弁21,24をオンする時間より電気弁22,23を
オンする時間を長くして電気弁の遅れ時間の差を補正す
る。次に、上記補正の行き過ぎが生ずれば比較器34の出
力は反転し、ラッチ出力V35は“0"となり、切換回路37
は前の逆に切換わり、電気弁21,24のオン時間が長くな
る様に制御する。変圧器３の入力電流の後端の電流変化
率から、１サイクル毎の磁束レベルを推定し、磁束が偏
磁しない様に電気弁のオン時間を調整することにより変
圧器の偏磁防止制御を行う。
電気弁22,23がオンしている期間の後端の電流変化率よ
り大きい場合は、比較器34の出力は“1"となり、これを
ラッチ回路35によりラッチして切換回路37はV37 Ａ,V15
Ａの信号を出力し、V37 ＢはV36 Ｂを出力するように切換
るので、電気弁21,24をオンする時間より電気弁22,23を
オンする時間を長くして電気弁の遅れ時間の差を補正す
る。次に、上記補正の行き過ぎが生ずれば比較器34の出
力は反転し、ラッチ出力V35は“0"となり、切換回路37
は前の逆に切換わり、電気弁21,24のオン時間が長くな
る様に制御する。変圧器３の入力電流の後端の電流変化
率から、１サイクル毎の磁束レベルを推定し、磁束が偏
磁しない様に電気弁のオン時間を調整することにより変
圧器の偏磁防止制御を行う。
V35のラッチをV15 Ａの立上りに同期して行うのは、第２
図のV15 Ａ,V36 Ａ、電気弁21〜24のオン信号から明らか
な如く、電気弁21〜24の１サイクルの動作が完了し、変
圧器３の磁束状態をチェック完了し、しかもV36 Ａの広
幅制御が可能な時間を選ぶために行っているもので、V
15 Ａのオン幅の期間中ならば間に合う。
図のV15 Ａ,V36 Ａ、電気弁21〜24のオン信号から明らか
な如く、電気弁21〜24の１サイクルの動作が完了し、変
圧器３の磁束状態をチェック完了し、しかもV36 Ａの広
幅制御が可能な時間を選ぶために行っているもので、V
15 Ａのオン幅の期間中ならば間に合う。
第３図は、広幅パルスV36 Ａ,V35 ＢはそれぞれV15 Ａ,V15
Ｂとオンの立上りは同期し、オフ側で広幅化している理
由を説明するためのものである。電気弁21〜23のオンオ
フは、ターンオン、オフ時間の動作遅れを含めて記して
ある。
Ｂとオンの立上りは同期し、オフ側で広幅化している理
由を説明するためのものである。電気弁21〜23のオンオ
フは、ターンオン、オフ時間の動作遅れを含めて記して
ある。
電気弁21,24がオンしている期間、変圧器３の一次側電
圧ＶTR １は図の如く正であるが、電気弁21,24がオフす
ると変圧器のリーケージインダクタンス分により、電流
が電気弁22,23のタイオード部を通って流れるので図の
如く短時間ではあるが逆電圧が発生する。この時間はパ
ルス幅即ち負荷電流値により変化し、電気弁21,24,22,2
3が180度通電している（ｂ）の状態では普通10〜20度程
度である。この部分を（ｂ）図の斜線で示し、この区間
は電気弁21,24,22,23のオン幅を変化させても出力電圧
ＶTR １は変化せず制御不能区間となる。このため、例え
ば、斜線の部分が18度と仮定すると、180度の10％の区
間が制御不能の範囲となり、この期間パルス幅を進み方
向に位相制御してもインバータ出力電圧は変化せず、こ
のため変圧器の飽和防止制御は従来この範囲は不可能と
されていた。
圧ＶTR １は図の如く正であるが、電気弁21,24がオフす
ると変圧器のリーケージインダクタンス分により、電流
が電気弁22,23のタイオード部を通って流れるので図の
如く短時間ではあるが逆電圧が発生する。この時間はパ
ルス幅即ち負荷電流値により変化し、電気弁21,24,22,2
3が180度通電している（ｂ）の状態では普通10〜20度程
度である。この部分を（ｂ）図の斜線で示し、この区間
は電気弁21,24,22,23のオン幅を変化させても出力電圧
ＶTR １は変化せず制御不能区間となる。このため、例え
ば、斜線の部分が18度と仮定すると、180度の10％の区
間が制御不能の範囲となり、この期間パルス幅を進み方
向に位相制御してもインバータ出力電圧は変化せず、こ
のため変圧器の飽和防止制御は従来この範囲は不可能と
されていた。
本発明では第２図に示す如く、パルス幅の立上りの部分
ではなく立下りの部分を制御している。従って第３図
（ｃ）の如く電気弁21,24のオン時間の最終端を広げる
ことにより出力電圧ＶTR １は電気弁21,24,22,23が全区
間オン（全点弧）の場合でも制御可能となり、変圧器の
偏磁防止制御は、全範囲行うことが可能となる。
ではなく立下りの部分を制御している。従って第３図
（ｃ）の如く電気弁21,24のオン時間の最終端を広げる
ことにより出力電圧ＶTR １は電気弁21,24,22,23が全区
間オン（全点弧）の場合でも制御可能となり、変圧器の
偏磁防止制御は、全範囲行うことが可能となる。
第４図は変圧器の磁束の片寄りを検出する回路の動作説
明図で、三角波ｅ△とPWM信号V12は第２図のそれぞれの
波形に相当する。変流器６により変圧器３に流れる電流
を検出して整流した波形がV7であり、V7を微分回路32に
より微分した出力がV32である。第４図（ａ）は変圧器
３の磁束がバランスしている場合で各整流波形V7は同形
となっている。第４図（ｂ）は偏磁した場合を示してお
り、各整流波形V7は交互に波形が異っている。即ち変圧
器３の２次側に流れる電流は負荷側のインダクタンス分
により急変しないが、変圧器が偏磁して飽和ぎみになる
と励磁電流が増加し電流の半サイクルの後半の電流変化
率が増加する。この電流検出信号V7を微分した信号波形
V32を見れば更にこの差を明確に検出できる。上記信号V
32を電気弁駆動信号V1,V2の立下り時点でサンプルホー
ルドした信号V33 Ａ,V33 Ｂをラッチ信号V35の時点でラッ
チして比較すれば変圧器の偏磁開始を早期に検出するこ
とが出来る。
明図で、三角波ｅ△とPWM信号V12は第２図のそれぞれの
波形に相当する。変流器６により変圧器３に流れる電流
を検出して整流した波形がV7であり、V7を微分回路32に
より微分した出力がV32である。第４図（ａ）は変圧器
３の磁束がバランスしている場合で各整流波形V7は同形
となっている。第４図（ｂ）は偏磁した場合を示してお
り、各整流波形V7は交互に波形が異っている。即ち変圧
器３の２次側に流れる電流は負荷側のインダクタンス分
により急変しないが、変圧器が偏磁して飽和ぎみになる
と励磁電流が増加し電流の半サイクルの後半の電流変化
率が増加する。この電流検出信号V7を微分した信号波形
V32を見れば更にこの差を明確に検出できる。上記信号V
32を電気弁駆動信号V1,V2の立下り時点でサンプルホー
ルドした信号V33 Ａ,V33 Ｂをラッチ信号V35の時点でラッ
チして比較すれば変圧器の偏磁開始を早期に検出するこ
とが出来る。
第５図はサンプルホールド回路33の更に詳細な動作説明
図である。
図である。
駆動信号V2により電気弁21,24を駆動するが電気弁21,24
には動作遅れがある。例えばパワートランジスタ（1000
V 300A クラス）の場合、ターンオン遅れは１μｓ程
度、ターンオフ遅れは15〜20μｓ程度発生する。駆動信
号V2の立下り点より発生するワンショット信号V21（サ
ンプルホールド回路33の内部で発生）の期間ｔｓのみ微
分回路32の出力V32をサンプリングしてホールド信号V33
Ｂを得るようにしてある。この様にして、変圧器の磁束
の最大値に近い点、すなわち変圧器３に加わる電圧の終
端における励磁電流変化を掴むことにより変圧器の偏磁
状態を早期に検出できるように工夫してある。
には動作遅れがある。例えばパワートランジスタ（1000
V 300A クラス）の場合、ターンオン遅れは１μｓ程
度、ターンオフ遅れは15〜20μｓ程度発生する。駆動信
号V2の立下り点より発生するワンショット信号V21（サ
ンプルホールド回路33の内部で発生）の期間ｔｓのみ微
分回路32の出力V32をサンプリングしてホールド信号V33
Ｂを得るようにしてある。この様にして、変圧器の磁束
の最大値に近い点、すなわち変圧器３に加わる電圧の終
端における励磁電流変化を掴むことにより変圧器の偏磁
状態を早期に検出できるように工夫してある。
以上本発明によれば、インバータ１サイクル内では原則
的にパルス幅が変化しない様なPWM制御を行い、さらに
変圧器の１次電流の終端の電流変化率を、正の半サイク
ルと負の半サイクルとを比較することにより変圧器の偏
磁を検出し、広幅パルスと狭幅パルスを切換えながら制
御することにより全点弧時でもインバータ出力パルス幅
が制御可能となり、全範囲で高速に制御可能な変圧器の
偏磁防止制御を行うことができる。
的にパルス幅が変化しない様なPWM制御を行い、さらに
変圧器の１次電流の終端の電流変化率を、正の半サイク
ルと負の半サイクルとを比較することにより変圧器の偏
磁を検出し、広幅パルスと狭幅パルスを切換えながら制
御することにより全点弧時でもインバータ出力パルス幅
が制御可能となり、全範囲で高速に制御可能な変圧器の
偏磁防止制御を行うことができる。
なお、第１図は微分回路32は、第６図に示すように微分
回路32の出力V32に電流出力V7分を加算し、電流変化分
と電流値の加算結果をサンプルホールド回路33に入力す
る方法を採用しても、変圧器の飽和開始を早期に検出す
ることが可能である。
回路32の出力V32に電流出力V7分を加算し、電流変化分
と電流値の加算結果をサンプルホールド回路33に入力す
る方法を採用しても、変圧器の飽和開始を早期に検出す
ることが可能である。
また、実施例ではアナログによる制御について説明した
が、電流制御は計算機制御、PWM制御はカウンタと比較
器を使用するなどディジタル制御でも同様な作用を実現
することが可能であることは云うまでもない。
が、電流制御は計算機制御、PWM制御はカウンタと比較
器を使用するなどディジタル制御でも同様な作用を実現
することが可能であることは云うまでもない。
（他の実施例） また、第７図は半周期毎に極性の反転する方形波を比較
器12に入力することによりPWM信号V12のパルス幅を変化
させて変圧器入力電圧の正側、負側の電圧幅を変化させ
て偏磁防止を行うようにした実施例である。
器12に入力することによりPWM信号V12のパルス幅を変化
させて変圧器入力電圧の正側、負側の電圧幅を変化させ
て偏磁防止を行うようにした実施例である。
この実施例では、ラッチ回路35の出力V35により切換回
路40を動作させ、位相検出回路17の出力信号V17と反転
回路39により極性を反転した信号V39のどちらかを選択
し、補正電圧発生器41により、アナログ値化して比較器
12の入力に加算する。
路40を動作させ、位相検出回路17の出力信号V17と反転
回路39により極性を反転した信号V39のどちらかを選択
し、補正電圧発生器41により、アナログ値化して比較器
12の入力に加算する。
詳細な動作については第８図に従って説明する。第２図
と同一番号は、説明は省略する。
と同一番号は、説明は省略する。
第８図（ａ）は、補正電圧V41が無い場合でPWM信号V12
はｅ△とV38のみで定まりV15 ＡとV15 Ｂのパルス幅は等
しい。V39はV17の反転信号である。
はｅ△とV38のみで定まりV15 ＡとV15 Ｂのパルス幅は等
しい。V39はV17の反転信号である。
第８図（ｂ）は、第２図のV35＝１に相当し、補正電圧
発生回路41の出力V41がV38に加算されるので比較器12の
出力信号V12は半周期毎に狭広パルスを出力する。従っ
てV15 Ａのパルス幅が狭くV15 Ｂのパルス幅が広くなり、
変圧器の磁束の片寄を修正する。そして修正が行きすぎ
るとV35＝１となり（−ｃ）の状態となる。この場合は
切換回路40によりV41が反転し、前とは逆にV15 Ａのパル
ス幅が広く、V15 Ｂのパルス幅は狭くなり、平均的に磁
束の片寄りが無くなる様に制御される。なお第８図
（ｂ），（ｃ）のV15 Ａ,V15 Ｂのパルス幅の変化は理解
し易くするため拡大して表現してあるが、実用上はわず
かなパルス幅の変化で充分である。
発生回路41の出力V41がV38に加算されるので比較器12の
出力信号V12は半周期毎に狭広パルスを出力する。従っ
てV15 Ａのパルス幅が狭くV15 Ｂのパルス幅が広くなり、
変圧器の磁束の片寄を修正する。そして修正が行きすぎ
るとV35＝１となり（−ｃ）の状態となる。この場合は
切換回路40によりV41が反転し、前とは逆にV15 Ａのパル
ス幅が広く、V15 Ｂのパルス幅は狭くなり、平均的に磁
束の片寄りが無くなる様に制御される。なお第８図
（ｂ），（ｃ）のV15 Ａ,V15 Ｂのパルス幅の変化は理解
し易くするため拡大して表現してあるが、実用上はわず
かなパルス幅の変化で充分である。
第８図の場合はパルス幅の変化はパルスの立上り側が変
化するが、三角波ｅ△を二等辺三角波形にすればパルス
の立上りと立下り両方向に変化する。
化するが、三角波ｅ△を二等辺三角波形にすればパルス
の立上りと立下り両方向に変化する。
以上説明した本発明の手段は単独又は種々の組合せにて
も効力を発揮できることは説明するまでもない また、センタータップ式の変圧器をインバータで駆動す
る場合に応用することも可能である。
も効力を発揮できることは説明するまでもない また、センタータップ式の変圧器をインバータで駆動す
る場合に応用することも可能である。
以上説明した如く本発明によれば、インバータ出力の１
サイクル毎にPWM制御を行い変圧器には過渡的にも直流
分が発生しない様に制御すると同時に変圧器の入力電流
の後端部の電流変化率を半サイクル毎に比較することに
より偏磁の始まりを検出し、パルス幅を微調することに
より偏磁による励磁電流が増大する前に変圧器の偏磁を
防ぐことにより変圧器の極限設計が可能となる。
サイクル毎にPWM制御を行い変圧器には過渡的にも直流
分が発生しない様に制御すると同時に変圧器の入力電流
の後端部の電流変化率を半サイクル毎に比較することに
より偏磁の始まりを検出し、パルス幅を微調することに
より偏磁による励磁電流が増大する前に変圧器の偏磁を
防ぐことにより変圧器の極限設計が可能となる。
さらにパルス幅微調時、パルスの後縁を可変する方法を
採用するれ全点弧時においても高速に変圧器の偏磁を防
止することができる変圧器の偏磁防止回路を備えた電力
変換装置を構成することが出来る。
採用するれ全点弧時においても高速に変圧器の偏磁を防
止することができる変圧器の偏磁防止回路を備えた電力
変換装置を構成することが出来る。
第１図は本発明の一実施例、第２図、第３図、第４図、
第５図は本発明の動作説明図、第６図、第７図は本発明
の他の実施例、第８図は第７図の説明図、第９図は従来
の実施例である。 １……直流電源、 ２……インバータブリッジ、 ３……変圧器、４……整流器、 ５……溶接電極、６……変流器、 ７……電流検出回路、８……溶接条件設定器、 ９……電流制御増幅器、10,11……加算器、 11,12,13……比較器、14……３角波発生器、 15……分配器、16……駆動回路、 17……位相検出回路、18……同期回路、 19……電流差検出回路、20……増幅器、 21,22,23,24……電気弁、31……反転器、 32……微分回路、 33……サンプルホールド回路、 34……比較器、35……ラッチ回路、 36……狭広パルス回路、37……切換回路、 38……サンプルホールド、 39……反転回路、40……切換回路、 41……補正電圧発生器。
第５図は本発明の動作説明図、第６図、第７図は本発明
の他の実施例、第８図は第７図の説明図、第９図は従来
の実施例である。 １……直流電源、 ２……インバータブリッジ、 ３……変圧器、４……整流器、 ５……溶接電極、６……変流器、 ７……電流検出回路、８……溶接条件設定器、 ９……電流制御増幅器、10,11……加算器、 11,12,13……比較器、14……３角波発生器、 15……分配器、16……駆動回路、 17……位相検出回路、18……同期回路、 19……電流差検出回路、20……増幅器、 21,22,23,24……電気弁、31……反転器、 32……微分回路、 33……サンプルホールド回路、 34……比較器、35……ラッチ回路、 36……狭広パルス回路、37……切換回路、 38……サンプルホールド、 39……反転回路、40……切換回路、 41……補正電圧発生器。
Claims (5)
- 【請求項１】パルス幅変調（以下PWM）により出力が可
変され変圧器を介して負荷に電力を供給するPWMインバ
ータを備えた装置において、 前記変圧器の電流を検出する電流検出手段、上記電流検
出信号から電流変化率を検出する電流変化率検出手段、 上記電流変化率をPWM制御信号により正側と負側に分離
して比較し大小を判別する電流変化率比較手段、上記判
別に応じてPWMのパルス幅を修正するパルス幅補正手段
を設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】前記電流変化率検出手段は、 上記電流検出信号にその微分値を加算する演算手段で構
成したことを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載
の電力変換装置。 - 【請求項３】前記電流変化率比較手段は、 正負各通電期間の後部における電流変化率をサンプルホ
ールドする手段を備えて構成したことを特徴とする前記
特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。 - 【請求項４】前記パルス幅補正手段は、 PWM制御信号を基にしてパルス幅の異なる２種のPWM制御
パルスを出力する狭広パルス発生手段、 前記電流変化率比較手段からの指令により前記２種のPW
M制御パルスのいずれかを選択する切換手段で構成した
ことを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の電力
変換装置。 - 【請求項５】前記パルス幅補正手段は、 PWM制御信号の周期に同期した方形波をPWM制御信号を発
生する比較器の入力部に加算する補正電圧発生手段、 前記電流変化率比較手段からの判別指令に応じて前記方
形波を反転させる切換手段で構成したことを特徴とする
前記特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61048639A JPH0724463B2 (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | 電力変換装置 |
| EP87102945A EP0237861B1 (en) | 1986-03-07 | 1987-03-02 | Power converter |
| DE8787102945T DE3763124D1 (de) | 1986-03-07 | 1987-03-02 | Leistungskonverter. |
| US07/022,623 US4748550A (en) | 1986-03-07 | 1987-03-05 | Pulse width modulator used for a power converter with a transformer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61048639A JPH0724463B2 (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62207173A JPS62207173A (ja) | 1987-09-11 |
| JPH0724463B2 true JPH0724463B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=12808940
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61048639A Expired - Lifetime JPH0724463B2 (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | 電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4748550A (ja) |
| EP (1) | EP0237861B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0724463B2 (ja) |
| DE (1) | DE3763124D1 (ja) |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0753313B2 (ja) * | 1987-07-16 | 1995-06-07 | ミヤチテクノス株式会社 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
| JPH0753314B2 (ja) * | 1987-07-22 | 1995-06-07 | ミヤチテクノス株式会社 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
| US4800477A (en) * | 1987-11-23 | 1989-01-24 | Anthony Esposito | Digitally controlled switch-mode power supply apparatus employing quantized stored digital control signals |
| JPH02111266A (ja) * | 1988-10-20 | 1990-04-24 | Fuji Electric Co Ltd | 系統連けい用インバータの制御装置 |
| US5229567A (en) * | 1988-11-17 | 1993-07-20 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Switching control system for controlling an inverter of a spot resistance welding apparatus |
| JPH02182384A (ja) * | 1989-01-10 | 1990-07-17 | Honda Motor Co Ltd | 直流抵抗溶接機の保護装置 |
| JPH02207981A (ja) * | 1989-02-08 | 1990-08-17 | Honda Motor Co Ltd | インバータ式直流抵抗溶接機の制御方法および回路 |
| JPH03164093A (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電流検出方法 |
| DE4041448A1 (de) * | 1990-12-21 | 1992-07-02 | Kuka Schweissanlagen & Roboter | Stromquelle und verfahren zur steuerung einer stromquelle |
| DE4134461A1 (de) * | 1991-10-18 | 1993-04-22 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und vorrichtung zur vermeidung uebergrosser stroeme in einem schweissumrichter |
| GB2267982B (en) * | 1992-06-15 | 1996-09-25 | Honda Motor Co Ltd | Direct current resistance welding machine and method of controlling the same |
| GB2296348B (en) * | 1992-06-15 | 1996-09-25 | Honda Motor Co Ltd | Direct current resistance welding machine |
| JPH0728534A (ja) * | 1993-07-13 | 1995-01-31 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| DE69429963D1 (de) * | 1993-10-08 | 2002-04-04 | Sawafuji Electric Co Ltd | Stromversorgung für vibrierende Kompressoren |
| JPH088709A (ja) * | 1994-06-17 | 1996-01-12 | Harris Corp | ブリッジ制御回路 |
| GB2301495A (en) * | 1995-04-05 | 1996-12-04 | Countertone Limited | Power supply for electrical welding apparatus |
| AT505509B1 (de) * | 1995-08-28 | 2012-01-15 | Fronius Schweissmasch | Verfahren zur steuerung von wechselweise an eine gleichspannung geschalteten transformatoren |
| DE19621526C1 (de) * | 1996-05-29 | 1997-08-28 | Bosch Gmbh Robert | Umrichterschweißanordnung |
| DE19624274C1 (de) * | 1996-06-18 | 1998-03-12 | Siemens Ag | Strom- und Spannungsversorgungsvorrichtung für Gleichspannungsnetz |
| JP3167936B2 (ja) * | 1996-08-08 | 2001-05-21 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| DE19648696A1 (de) * | 1996-11-25 | 1998-05-28 | Asea Brown Boveri | Verfahren und Vorrichtung zur Ausregelung des DC-Offsets eines Umrichters |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| JP2002514378A (ja) | 1997-01-24 | 2002-05-14 | シンクォール・インコーポレーテッド | 高効率電力変換装置 |
| US6169670B1 (en) * | 1999-04-08 | 2001-01-02 | Hitachi, Ltd. | Inverter apparatus operatable over extended frequency range while suppressing output error |
| US6356461B1 (en) * | 2000-06-08 | 2002-03-12 | Mark E. Jacobs | Transformer flux observer for a full bridge power converter and method of operation thereof |
| US6459602B1 (en) | 2000-10-26 | 2002-10-01 | O2 Micro International Limited | DC-to-DC converter with improved transient response |
| US6597153B1 (en) | 2002-06-03 | 2003-07-22 | O2Micro International Limited | Fast transient charging circuit |
| US6756769B2 (en) | 2002-06-20 | 2004-06-29 | O2Micro International Limited | Enabling circuit for avoiding negative voltage transients |
| US6949912B2 (en) | 2002-06-20 | 2005-09-27 | 02Micro International Limited | Enabling circuit for avoiding negative voltage transients |
| JP4795735B2 (ja) * | 2005-07-05 | 2011-10-19 | 株式会社ダイヘン | インバータ電源装置 |
| JP2008048513A (ja) * | 2006-08-11 | 2008-02-28 | Toshiba Corp | 半導体電力変換制御装置 |
| TWI331433B (en) * | 2007-02-16 | 2010-10-01 | Delta Electronics Inc | Power converter having flux bias regulation method |
| JP5257704B2 (ja) * | 2007-10-19 | 2013-08-07 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| EP2330870A1 (en) * | 2009-08-28 | 2011-06-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Sampling trigger device and method thereof |
| EP2461476B1 (de) * | 2010-12-02 | 2013-02-13 | ABB Technology AG | Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung |
| JP5351944B2 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-11-27 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| JP2019057757A (ja) * | 2017-09-19 | 2019-04-11 | 株式会社東芝 | 制御回路、制御方法、およびプログラム |
| EP3772166A1 (de) | 2019-07-31 | 2021-02-03 | Lutz Erhartt | Pulsweitenmodulationsverfahren für spannungswechselrichtergespeiste transformatoren |
| CN117081449B (zh) * | 2023-08-14 | 2025-10-21 | 上海交通大学 | 基于逆变器脉宽调制波激励的交流电机转子位置估计方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4071812A (en) * | 1976-03-01 | 1978-01-31 | General Electric Company | AC Inverter with constant power output |
| FR2485827A1 (fr) * | 1980-06-26 | 1981-12-31 | Aerospatiale | Procede et systeme pour la production de puissance photovoltaique |
| US4480297A (en) * | 1983-03-31 | 1984-10-30 | Sundstrand Corporation | Synchronizing circuit for push-pull inverter |
| JPS6024190A (ja) * | 1983-07-19 | 1985-02-06 | Shionogi & Co Ltd | インダンジオンカルボン酸の製造方法 |
| US4541041A (en) * | 1983-08-22 | 1985-09-10 | General Electric Company | Full load to no-load control for a voltage fed resonant inverter |
| IL73560A (en) * | 1983-12-22 | 1989-05-15 | Gen Electric | Antisaturation control for x-ray generator inverter |
| US4586119A (en) * | 1984-04-16 | 1986-04-29 | Itt Corporation | Off-line switching mode power supply |
-
1986
- 1986-03-07 JP JP61048639A patent/JPH0724463B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-03-02 DE DE8787102945T patent/DE3763124D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-03-02 EP EP87102945A patent/EP0237861B1/en not_active Expired
- 1987-03-05 US US07/022,623 patent/US4748550A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US4748550A (en) | 1988-05-31 |
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