JPS60229619A - デイジタル保護継電器の監視装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はディジタルリレーのアナログ入力部の不良検
出を行うための監視方式に関するものである。

〔従来技術〕

従来ディジタルリレーのアナログ入力部の不良検出方式
として、例えば特開昭５３−６８５５号公報に記載され
るものがある。填１１俯セｒｒに屓２図にその構成を示
す。その１つの従来方式として、第１図において、込［
１ｊ！略（１）に設けられたＣＴ　１２＋およびＰＴ　
；ａ＋は入力切替装置：８）の入力接点８１．Ｓ’ｌに
それぞれ接続さねている。１４）は模擬送電線で、点検
用の＊（［ｕａ＋　、　ＯＴ　１７１およびリアクトル
１６１が設けられている。このＣＴ　１７１およびリア
クトル（６３ハ切替装置１８）の入力接点８２．Ｓ’２
にそれぞれ接続さねている。切替装置の切替成魚Ｂ　、
　Ｂ　ＪけそれぞれｈＤ’；ｉ：換器１１１１　、１２
・を通じてディジクル演算処理部（９）に導びかれてい
る。

点検を行う際には、送電線（１）からｃＴ　１２１　、
　ＰＴ　１３＋に工って得ら名る電流、電圧を、切替装
置１８）において模擬送１１＃ｉ！’４１力）ら得られ
る電流、電圧、すなわち点検入力に切替える。模擬送電
線の電流、電圧は点検用の電源ｌＴｈ１によって供給さ
ねていて、Ａ、Ｄ変換器１１１１　、０２’の入力とな
る電流、１に圧の大きさけそれぞれＣ！Ｔ　１７１およ
びリアクトル＋６１のタップによって変えられる。切替
装置（８１を通る電流、電圧は。

それぞれＡＤ変換器１１１１　、０２１にエリ、ディジ
タル量に変換されて、ディジクル処理部（９）に導びか
ねる。

通常、ディジクル処理部（９）の出力け、トリップ回路
へ専びかね、しゃ断器によって送電＃路＋ｌ＋がしゃ断
される。点検時においては、ディジクル処理部（９）は
、ＡＤ質換器（川、ｕ２１の出力（点検入力のＡＤ父換
値）と、あらかじめ用意さねた基準とｔ、比較し、こね
らか一致しない場合にけ１報回路へ出力を出す。

又、特開昭５３−６８５５号公報に示された別の従来方
式を第２図にエリ説明する。第１図と同一部分は同一符
号で示す。＋＋３１　、　＋１４）　Ｖｉメモリ回路で
ある。

送ＩＩＩ＠　ｔｌｌに設けら名た（！Ｔ　（２＋と切替
装置（８）の一方の入力硬点Ｆ３１との間、ｉ＋工びＰ
Ｔ　＋３１と切替装置１．８）の他方の入力妾点Ｅｌ１
１との間にそハぞれＡＤｉ換器囲、ｆ＋２’が設けられ
ている。捷た、切替装置１８）の入力疑点ＳＩｌ、　Ｅ
ｌ’ｌｌ　ニＶｉそｔぞｆｌメ％す回１６　＋１３１　
、　＋１４１　ｄ；接続されている。切替接点Ｓ、び、
すなわち、その出力側は、直接ディジタル処理部１９１
　Ｆ　接続されている。メモリ回路ｆ＋３１　、　Ｈに
は、点検人力としてのディジタルデータが予め格納され
ている。

点検全行う際には、切替装置（８）の切替接点Ｓ。

Ｓ′を接点８１．Ｓ’ｌから接点８２．Ｓ’２に切替え
ることにより、Ｅ記メモリ１川路１１３１　、　（＋４
ｉが切替装置１．８）を通じて、ディジタル処理部（９
）に接続さね、点検用の電流、電圧値がディジタル量で
、丑記メモリ回路より、ディジタル処理部（９１に尊び
かれる。

従来の方式ｉｌｔ以−ヒのように構成されているので以
下の欠点があった。

第１図に示した従来方式では、模擬送電線全段ける為、
電源、リアクトル、　ＯＴ等が必要であり、点検の為の
装置が大骨りとなる他、点検中は、送電線の電流、電圧
値をディジタル処理部に導くことができない為、係挿リ
ンー機能が停止し、この間に送電線において系統事故が
発生した場合は、こね−全検出し、送電線を保護できな
い。点検精度に−）いても、点検入力電源は、商用′ｄ
１源であるため、電圧が一定せず、高Ｆ＃度の点検がで
きない。

次に、第２図に示した従来方式で汀、点検入力２ｈＤｙ
換器などの後に入ねるため、ＡＤ変換部より以前の部位
の不良検出ができない。

更に第１図および第２図に共通して、一定周期で点検を
実織するため、不良が発生しても、七の検出１でに、系
統事故と遭遇する可能性があるため、不良検出方式とし
て充分でない。

Ｃ発明の概要〕 この発明Ｖ′ｉＥ記のような従来のものの欠点を除去す
るためになされたもので、高精度の監視用人力を常時、
アナログ入力部に印加し、監視用人力が正しくＡＤｆ俟
さｈていることを、常時監視することにより、シンプル
、安価、烏匿頼度、晶精度で、かつ保護リレー機能の停
止時間のないディジタルリレー用アナログ部自＃監視方
式を提供すること金目的としている。

特に、系統の電圧式カは常時、一定値以、ヒの入力があ
って、その値を監視することにより、アナログ入力回路
の不良検出する方法が棹々実栴されているが、電流入力
など、常時、一定値以上の入力が期待できない入力回路
は、強制的になんらかの入カケ印加して、不良検出する
必要があり、不発＃１けこの入力印加力式と、その入方
ヲ監視して不良検ｄする処理部ついて新規方式を提案す
るものである。

〔発明の夫踊例〕

以下、この発明の一実刈例を図について睨引する。第３
図にふいて、監視用信号回路翰の出力信号（工ｒｅｆ）
ｆ′ｉアンプ（ホ）により増幅されて、Ｐ３縁トランス
Ｎ’ｒ通じて系統からのＰＴ、　ＯＴ入カシυ工θ（以
下略してｐｃ’ｒ入力と呼称する）とともに、入カドラ
ンス四に接続さ力ている。ここで、ＰＴ、　ＣＴ人力？
υ：［５ｉｌｔ第１図、第２図にて説明した送電線のＰ
Ｔ　＋８１　、　ＯＴ　＋２１から入力される入力信号
のことであり、略してｐｃ’ｒ入カン１）Ｉｓとして説
明する。入カドランス＠　ｔｄ　ＰＣ！Ｔ人力ｃｌ！υ
■８用の巻線と、監視用信号回路のからの入力＠号Ｉ　
ｒｅｆ用巻線と、出力側の巻線から構成さねており、Ｐ
ＣＴ入力（２）ＸＳと監視用人力１ｒｅｆが各々加算さ
１７ｔ（−が、出力側の＠号（工ａｄ）として得らねる
様に動作する。入カドランス四の出カニａｄに出力側に
設けらｔ′１７を抵抗器により゛電流信号から電圧信号
に変換された後、フィルタ（至）を通ってサンプルホー
ルド（至）ニヨリ、あちっ）しめ定めらｆまた任意の一
定周期で、一定時間保持される。そして、その次にマル
チプレクサ（１）で、このサンプルホールド（ホ）で保
持した゛電圧温帯を順次切換えて、ＡＤ変換器（Ｉ２１
に専かれる。ＡＤ変換器（１２Ｉによりディジタル量に
変換されたデータは、ディジタル処理部（９）により、
演算処理さねる。

６１）は不良検出したことを知らせる警報出力である。

ここで、サンプルホールド冑は略してＩＩ　ｆ３ＨＩＩ
と、マルチプレクサ（ホ）は略して”ＭＰＸ”と以下の
説明では呼称する。

第４図＃′ｉ監視用信号回路＠の１例を承したもので、
メモリ内に記憶している浦号波形のデータを任意の周期
でＤＡ　ｆ換器に出力し、監視用の交流出力Ｉ１号金得
るもので、発振器の周波数を変化させることにより、任
意の周波数の交＃信号ｉ　ＤＡ変換器から得ることがで
きる回路である。以下その動作について説明する。カウ
ンタ＠Ｄは発振器（６）のクロックで１ずつカウントア
ツプする。例えばその出力が８本の場合、２進数表現で
°’　ｏｏｏｏｏｏｏｏ“から”１１１１１１１１”　
ｔで、１０進数表現で”Ｏ１′””　”２５５”までカ
ウントする。実際の出力本数は、メモリ（転）のアドレ
ス本数に合わせる。メモリ働はカウンタ叫の出力をアド
レスとして、そのアドレスに対応し、予め書込まれたデ
ィジタルデータを、ＤＡ変換器−に出力する。ＤＡ変換
器□□□けメモリ（６）からのディジタルデータを一定
の規則に従ってアナログデータに変換し、これが監視用
は号となる。ここで、監視用信号はメモリ働に書き込む
ディジタルデータにより任意の波形とすることができ、
また、発振器Ｖ４Ｄの周波数により、任意の信号周波数
とすることができる。監視用信号の波形２周波数は以上
のように、メモリに）に書き込まねたディジタルデータ
と発振器（６）の周波数で決まるが、メモリ（転）の書
込みデータは変動することはなく、発振器も水晶発振器
等、発振周波数ｙ化がほとんどないものを使用すること
により、波形１周波数の変動のない高精度の監視用信号
金得ることができる。

第４図の構成部品コストについて、発振器（９）は実際
には、第３図に示すところのディジタル処理部（９１の
甲にある水晶発振器と共用できるｔめ、専用に設ける必
要はない。なお、ディジタル処理部（９）けマイクロプ
ロセッサを中心として構成しており、その１作用に水晶
発振器を備えている。メモリ（ロ）は比較的小容置のも
のでよいことと、最近の半得体技術の進歩から、安価に
入手できるようになっている。ＤＡ　３１換器（財）も
８ビット前後で低速のものでよく、その結果、第４図に
示す構成は第１図に示した模擬送１［線（４）などに比
べ、非常に安価に構成できる。

次に、５ｇ３図において、本考案の動作説明に入る前に
、ディジタル保護リレーの系統事故を検出する為の基本
的な入力信号処理について説明する。

まず、電力系統の故障を検出するため、ＦＴ、ＣＴから
電圧電流信号ＰＯＴ入力（ハ）工６を収り込み、ディジ
タル処理部（９）で処理可能な形態にまで、信号変換処
理を行なう。入カドランス＠け、電力系統の重圧、電流
値が最大となる時、そ名らの信号音ＡＤｆ換器［１２１
のフルスケールに適した値にレベル変換するためのもの
である。この入カドランス（４）２次の電圧レベルがア
ナログフィルタ（ハ）に入力される。

ディジタルリレーで汀柚々のリレー特性７１１１）ら要
求される総会的フィルタ特性全ディジクル処理とアナロ
グ処理の組合せで実現する。アナログフィルタ（ハ）は
折り返し周波数以上の洲調波成分の除去を主目的として
いる。

ディジタルリレーでけ、リレー特性上必要な周波数帯域
を考慮して、フィルタ（至）でけ、折り返し周波数より
高い周波数成分は完全に無視できる程度まで減哀させま
す。このようなフィルタ（至）を通過させた後の入力信
号’ｔｓＨＧ５でサンプリングし、ディジタル値に変換
する様に処理する。

サンプリング周波数は、サンプリング定理等ケふ１え、
かつＣＰＵの演算処理能力およびリレー演算アルゴリズ
ムでのデータ処理の簡便さから、通常系統周波数の電気
角３０°、すなわち６００Ｈｚ　（５０Ｈｚ系）　７２
０Ｈｚ　（６０Ｈｚ系）に選ばねている。

サンフールホールド四け、リレー演算アルゴリズム上か
ら同時刻のサンフ”リングデータが必要であるため第３
図にも示すように全入力チャンネルにサンプルホールド
□□□が設けられてセリ、時々刻々変化するへ力漕号を
ＡＤ　ｆ換が終了する１で保持するものである。

この様罠して車力系統の入力は号を処理し、ディジタル
処理部（９）でリレー演算を行なう。

以りの様な構成と入力石号処理を基に氷見用による自ｖ
Ｊ監視方式の前作を以下に説明する。監視用信号（工、
θｒ）ｔ：を監視用信号回路四で発生、アン７“翰で増
巾、絶縁トランス（７）で絶縁さね、入カドランス四の
１次側巻線に、ＰＣＴ入カンυに重畳される形で、常時
印加さねている。ここで、監視用１百号（工ｒｅｆ）の
太きさけ、ＰＣＴ入力３υのフルスケール、例えばＣＴ
入力の場合に最大事故小流に対して充分に低いレベルと
する。こねは、仮に監視用信号＠のレベルを、ＰＣＴ入
力ｃｌ！υの最大値と同じとした場合、入カドランス＠
以後の回路の最大入力はＰＣＴｃ２υと監視用１百号（
Ｉｒｅｆ）が加算される為、ｐｃ’ｒ入カシＤの最大値
の２倍となり、系統からの小入力から大入力に対して正
しく回ＩＭ　ｔｌｕＪ作させる為の、入力範囲設計（ダ
イナミックレンジ設計）Ｅ制約となる為である。一方、
監視用信号（Ｉｒθｆ）の大きさをあまり小さくすると
、フィルタ＠のゲイン変化などを検出しにくくなる。

このように重畳された監視用信号（工ｒｅｆ）は、入カ
ドランス■、フィルタ（財）、　ＳＨｇ！ｊ、　ＭＰＸ
（至）を通りＡＤ菱換器Ｑ２１１Ｃよりディジクル値に
変換さねる。

ＡＤＤ換器［１２１によるディジクルデータは前述のリ
レーアルゴリズムと、都合のよい周期、一般的には系統
周波数の電気角３０°間隔毎にサンプリングさね、ＡＤ
変換さねたものである。こわらのディジクルデータは処
理部（９）により以下の処理を施し、入カドランス（２
）からＡＤ変換器１１２’までの回路不良を検出する。

〔Ａ′３監視用信号（Ｉｒθｆ）成分を抽出する。

ＡＤｉｆｉ器（１２１のディジタルデータ出力に［ＰＣ
！Ｔ入力Ｑυと監視用１ｇ号（Ｉｒｅｆ）が重畳された
もので、ＰＣＴ入力２υの影響を受けず九入力回路の監
視全行う為には、監視用信号（工ｒｅｆ）成分？抽出す
る必要がある。監視用信号（Ｉｒｅｆ）の周波数を、−
例として系統周波数の４倍とした場合の、抽出方法につ
いて説明する。系統周波数の市気角１８０’分位相がす
ねたデータ金加算するディジタルフィルタの周波数特性
Ｖ′１（１）式で畏わせる。

ｏ−２１ｃｏθ−１・・・（１）式 Ｇ：人力に対する出力倍数 ｎ：フィルタ入力は号周波数の系統周波数に対する倍数 （１）式に系統周波ｆｆ　（ｎ−１）　、　ｆ祝用ＩＣ
！１ｌｅＬｅｉ（ｎ−４）全適用し次結果は 系統周波数（ｎ−１）・・・・・・・Ｇ−２１ｃｏ日−
１−Ｏ監視用信号周波数（ｎ＝４）＝　Ｇ−２１ｃｏｓ
−１＝２となり、系統周波数の信号は除去され、監視用
信号周波数の信号は２倍となって抽出さｈている。

第５図は１１１式をグラフ表現したものである。第５図
でも解る通り監視用は号周波数を系統周波数の２倍とし
た場合でも同一処理で抽出可能であり、史に処理方法を
変えねば他の周波数とすることも可能である。

ＣＢ）監視用信号の大きさ力）ら不良検出する。

Ａの処理により抽出した監視用信号（Ｉｒｅｆ）周波数
は、本例では系統周波数の４倍としている。

一方、サンプリング周期、すなわちＡＤ　ｆ換する周期
は系統周波数の電気角３０’であるから、サンプリング
周波数は系統周波数の１２倍となっており、サンプリン
グ定理により、監視用１言号の大きさを、サンプリング
データから算出可能である。

算出した監視用信号の大きさから、入カドランス四から
ＡＤ変換器０２・の不良検出を行う方法として、予め処
理部（９）の中に用意した規定値と比較する方法と、複
数の入力から抽出した監視用信号間で比較する方法があ
り、どちらも有効である。

以上の処理により、入力回路の不良検出が可能であるが
、リレー演算に使用するデータにとっては、監視用信号
（工ｒｅｆ）を除去し、系統周波数成分、すなわちＰＣ
Ｔ入力Ｃ２１抽出する必要があり、以下の処理を施した
データをリレー演算に使用する。ここでは−例として、
前述の例と同じく監視用信号（Ｉｒｅｆ）周波数を系統
周波数の４倍とじたケースについて説明する。

〔Ｃ〕ＰＣＴ入力成分を抽出する。

監視用信号周波数成分（系統周波数の４倍）を除去し、
ＰＯＴ入力成分を抽出する為、（２）式で表わさねるデ
ィジタルフィルタ処理Ｔｈｍす。

Ｇ：入力に対する出力倍数 ｎ：フィルタ入力１言号周波数の系統周波数に対する倍
数 （２１式に系統周波数（ｎ−１）　、監視用信号周波数
（ｎ−４）　を適用した結果は となり、監視用信号（Ｉｒｅｆ）を除去し、系統周波数
成分、すなわちＰＣＴ入力Ｉ２υけＰとなって抽出さね
でいる。第６図は（２）式をグラフ表現したものである
が、同じような原理を用いて欅々の監視用は号周ｍ数に
通用したり、数式が異なるディジタルフィルタも考えら
ねる。

以’ｐ　ｒＡ）　、　［１１１１および〔ｃ〕の処理を
施すことで監視用信号（Ｉｒθｆ）による入カドランス
四からＡＤ変換器（１２＋に至るアナログ入力回路の不
良検出を行い、かつ監視用信号（Ｉｒｅｆ）を東青した
ことによる影響なしで、リレー演算ケ行うことかできる
。

なお、監視用は号周波数は系統周波数の４倍に限らねな
いことは先に述べた通りであるが、系統周波数と同一と
することけできない。すなわち、系統周波数成分と監視
用は５周波数成分の除去ならびに抽出ができないからで
ある。また、監視用は号周波数をサンプリング定理によ
るところの折り返し周波数以上とすると、フィルタ（ハ
）によりほとんど除去さねるため、抽出ができない。

また、以上の実捲例では、監視用信号発生回路として、
メモリとＤＡ変換器を組合せた例を示したが、予め任意
に定められた出力レベルと周波数をもった１言号出力が
得らｈるものであわば、どの様なものでもよい。例えば
、ウィーン・ブリッジ発振器、あるいけ矩形波とローパ
スフィルタを組み合せた回路等が考えらねる。また、＠
３図の絶縁トランス御は、サージ・ノイズの問題がなけ
れば、なくてもよく、アンプ翰も入カドランス四の負担
が軽ければ不要である。

〔発明の効果〕

この発ＩＮＫよる効果として、 ｆｉｌ　入カドランスからＡＤ変換器までの全入力回路
の不良検出が可能である。

ｔ２１　ＣＴ大入力ど常時、入力が期待できない場合で
も監視用信号を重畳させたことで、監視が可能である。

（３）　常時、監視用信号を重畳し、そのＡＤ３［ｊ換
データを常時監視する方式であるため、従来の点検のよ
うに保膿リレー機能か停止する期間がなく、ま几不良発
生Ｄ）ら短時間で検出できる。

（４）監視用は号の大傘さ、周波数を高精度にできるた
め、不良検出する時、監視用信号の変動全考慮する必要
がなく、高精度の不良検出ができる。

（５１常時監視方式たけでなく、従来の点検方式の電検
へ力印加方法としても適用可能で、Ｅ記１４）の効果が
ある。

（６）模擬送電線のような大骨りなものが不要で安価と
なる。

等のことがある。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は従来の点検装置構成図、第３図は
この発明の一実施例全油すブロック崗、第４図はその監
視用信号発生回路の一例を示すブロック図、第５図およ
び第６図はディジクルフィルタの周波数特性金説（７）
するための特性図である。 ？Ｄ・・・ＰＣＴ入力、（２）・・・入カドランス、翰
・・・監視用Ｉｎ発生回路、に）・・・フィルタ、■・
・・サンプルホールド、■・・・マルチプレクサ、（１
２’・・・ＡＤｊｌ器、（９′・・ディジタル処理部、
ｃ３１）・・・警報回路、翰・・・監視用信号アンプ、
（７）・・絶縁トランス 代理人　大岩増雄 第１図 Ａ 第２図 第４図 濯 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ディジタル保護継電器の入カドランスに監視用言帯を印
   加する回路と、ＡＤ変換データの演算処理を実行するデ
   ィジタル処理部においてｒ上記監視用は号を抽出し、そ
   のレベルに基づいてｔ記ディジタル保鏝継電器のアナロ
   グ入力部の不良を検出する手段とを有する事を特徴とす
   るディジタル保護継電器の監視方式。