JPS6024614B2 - タイミング回復回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はタイミング回復回路に関し、特にタイミング成
分を受信する手段と、制御信号に応動して周波数の変化
する信号を発生する手段と、可変周波数信号の位相とタ
イミング成分の位相との間の差に応動して制御成分を発
生する手段とを含むタイミング回復回路に関する。

位相制御ループはディジタル伝送システムにおいてタイ
ミング情報を回復するためにいまいま使用される。

位相制御ループは入来信号の位相と被制御発振器の出力
信号の位相との間の差を測定する検出器を含んである。
どのような位相制御タイミング回復装置であっても、そ
の主要な設計目標はジッタ帯城幅を狭くし、よく制御さ
れたジッタ過渡応答を実現し、安定な位相オフセットを
得、また入力位相および周波数に対して迅速で広い範囲
の引き込み特性を実現することにある。

ランダムなディジタルデータを扱うシステムのタイミン
グ回復回路は位相も振幅も統計的に変化するタイミング
成分からタイミングを回復するように設計されなければ
ならない。従来技術で設計される位相制御ループ装置は
上述の設計目標の間の妥協として設計されていた。

特に急速で広い範囲の引き込み特性を得るという条件は
、他の目的の実現のために頻々犠牲とされている。また
ジッタ炉波特性の改善のたせに引き込み範囲や引き込み
速度が犠牲になることも普通である。上述の問題は本発
明に従って解決される。

すなわち可変周波数信号とタイミング成分の間のサイク
ルスリップに応動して、タイミング成分の振幅が所定の
値以下に下ったときを除きサイクルスリップの方向に関
連した極性を持ち、サイクルスリップの周波数に直接関
連した繰返し周波数を持つ一連のパルスを発生し、タイ
ミング成分の振幅が所定の値以下に下ったときはパルス
ご発生しないようにする手段と、制御成分を一連のパル
スを絹合せて発生手段からの信号の周波数をタイミング
成分と同期するように調整する制御信号を発生する手段
とを含むことを特徴とするタイミング回復回路によって
解決される。基本的には本発明はベースバンドディジタ
ルデータからのタイミング情報の回復、ベースバンドデ
ィジタルデータのための改良された比較的安価なタイミ
ング回復装置の提供および統計的に変動する入力信号に
対して発振器を位相引込みすることを目的としている。
簡単に言えば、これらの目的はタイミング成分信号を受
信し、制御信号に応敷して変化する周波数を持った信号
を発生するよう構成されたタイミング回復回路によって
実現される。

可変周波数信号の位相とタイミング成分信号の位相との
間に従って、回路は制御成分を発生する。可変周波数信
号とタイミング成分信号の間のサイクルスリップに応動
して、この回路はタイミング成分の振幅が所定の値以下
になっているときを除いてサイクルスリップの方向に関
連した極性を有し、サイクルスリップの周波数に直接比
例してパルス周波数を持つ一連のパルスを発生し、タイ
ミング成分の振幅が所定の値以下になったときにはパル
スを発生しない。制御成分と一連のパルスは組合されて
制御信号となり、これが発生される信号の周波数を調整
してタイミング成分信号と同期させる。第１図を参照す
れば、タイミング回復回路１０は入力１２にベースバン
ドディジタルデータ信号の流をれ受信して、出力１３に
受信されたベースバンドディジタルデータ信号の流れと
同期した周期的タイミング信号を生ずる。ベースバンド
データ信号はデータの流れのビット周波数と位相とを含
むある種の情報を担っている。ビット周波数と位相およ
びその統計的変化についてはベル システム テクニカ
ル ジヤーナル誌３７巻第６号（１９５８年１１月号）
ｐｐ．１５０１−１５４２のＷＲ．べネットの論文に述
べられている。ビット周波数がシンボル周波数に等しい
システムでは、データ流から譲導されるタイミング情報
はビット周波数に関連している。ビット周波数がシンボ
ル周波数と異るシステムではタイミング情報はシンボル
周波数に関連している。この後、明細書全体でビット周
波数という用語を使用するが、これはビット周波数がシ
ンボル周波数と異る場合にはシンボル周波数を意味する
ものと了解されたい。タイミング抽出器は前述したべネ
ットの論文の第７図の同調回路に類似したものであるが
、入力データ流からタイミング情報を抽出する。

抽出されたタイミングパルスの流れは入力データ流の周
波数および位相情報を共に含む。抽出されたタイミング
パルス流の主要なタイミング成分はリード１７上にあり
、Ａ（ｔ）ｓｉｎ｛■ｔ＋ぐ（ｔ）｝の形を有する。Ａ
（ｔ）は時変振幅で、Ｊ（ｔ）タイミング成分の時変位
相である。角周波数のは、幻を受信ディジタルデータ流
のビット周波数として２ｍＭである。タイミング回復回
路１０は上述したタイミング成分信号に同期するが他の
形式のタイミング信号にも同期する。タイミング回復回
路１０はタイミング成分信号の振幅が所定の値以下に落
ちたときを除いて受信ディジタルデータ流のビット周波
数と被制御発振器の周波数の間の差を減少するように誤
差信号を発生する周波数検出装置１８を含んでいる。

周波数差検出装置１８には第１および第２の枝がある。
各枝は１対の鶏算器２０および２１の一方を含んでおり
、これはリード１７上の抽出されたタイミングパルスを
被制御発振器２２によって発生された周期信号と掛算す
るように構成されている。掛算器２０および２１は予期
されたビット周波数を持つ抽出されたタイミングパルス
流について効率良く動作するようになっている。被制御
発振器２２はその入力にリード２４を経由して与えられ
た制御信号に応動して、リード２３上のその出力信号の
周波数を変化する調整可能な周波数源である。

タイミング回復回路の特性から、被制御発振器２２は高
価で高精度のあるいは高い動作余裕を持つ必要のある装
置とはならない。逆に、リード２４上の制御信号が０で
あるときの休止周波数は、予期されるデータのビット周
波数に近い周波数を持つ比較的広い範囲のどこにあって
もよい。移相器２５は被制御発振器２２からの出力信号
を受信し、リード２６および２７に被制御発振器と同一
の周波数を有するが、相互に異る位相を持つ出力信号を
生ずる。

実際には９０度に近い位相差を容易に得ることはできる
が、特定の位相差を持たせる必要は本質的にはない。被
制御発振器２２からの周期信号の二つの異つた位相成分
をリード１７上の抽出されたタイミングパルスを掛算す
ることによって二つの分枝のリード３０および３１上に
和および差の周波数信号成分を含む周期波が生ずる。

差すなわち、ビート周波数成分は掛算器２０および２１
によって判定されてデータ流のビット周波数と被制御発
振器によって生ずる信号の周波数の間の相対的スリップ
を表わすことになる。このビートすなわちスリップ周波
数はビット周波数と被制御発振器の周波数の間のスリッ
プの１サイクルに１サイクルの割合で生ずる。この後サ
イクルスリップの方向とはデータ流のビット周波数が被
制御発振器の周波数を越えているかどうかまた逆である
かどうかという意味に使用する。和の周波数成分は低域
直列フィル夕３４および３５によって炉波され、これが
予期される差すなわちスリップ周波数より高い周波数の
信号を減衰する。

従ってスリップ周波数成分はフィル夕３４および３５を
通過してそれぞれリード３６および３７を通して直列比
較器４０および４１に与えられる。以下の議論の便宜の
ために、リード３６上の波形は同相であると考え、リー
ド３７上の波形は逆相であると考える。第２図、第３図
および第４図はＡ乃至Ｇで示される大文字で区別される
一連の波形を示している。

各々の波形は第１図の回路中の同一の文字で示した点の
波形を示すものである。リード３６および３７のノード
ＡおよびＣのスリップ周波数成分は互に変化する琴交叉
を持つが必ずしも正弦波ではない波形に関連している。

第２図Ａおよび第２図Ｃの波形４４および４５で示すよ
うに、進み波４４は遅れ波４５の負への変化の零交叉よ
りも前に生ずる負への変化の零交叉を有している。この
後で波形４４は正への変化の零交叉を示し、この後で同
様に波形４５が正への変化の零交叉を示す。波形４４の
位相は第２図で波形４５の位相より９００進相であるか
ら、波形４４の尖頭値の位置は波形４５の零交叉の位置
と一致し、この逆も真である。このようなピークと零交
叉の一致は本発明で必要なものではなく、第２図の波形
に示すものと異なって９０度でない位相差が波形４４と
４５の間にあるときには、一致は生じない。これらの波
形は第２図では同様の振幅を有するものとしているが、
ノードＡおよびＣにおける二つのスリップ周波数成分は
互に異っていてもよい。

第１図の比較器４０および４１の各々はそのスリップ周
波数入力信号で動作し、これらの信号を量子化する。

各比較器はスリップ周波数で動作しているとき、入力信
号が所定のスレショルド値を越えたときには２つの出力
信号レベルのうちの一方のレベルを生じ、入力信号がス
レショルド値以下であるときには他方のレベルを生ずる
。第１図に示すように、スレショルドはＶＴおよびＶ，
′ボルトに設定されており、これはゼロボルトの値を持
ち得る。もしタイミング成分信号の振幅が充分低いとき
には、増幅器２０および２１、フィル夕３４および３５
を通って処理されたとき、得られる信号がそれぞれスレ
ショルドＶＴおよびＶ，′より小さくなり、このときに
は比較器４０および４１からの出力にレベル変化が生じ
なくなる。第２Ｂ図および第Ｄ図において、それぞれ波
形４６および４７は第２Ａ図および第２Ｃ図の波形４４
および４５に応動して生ずる比較器４０および４１から
の２レベル出力信号を示している。リード３６および３
７上の信号の振幅は入力データの統計的性質およびスリ
ップ周波数に従って変化するが、ノードＢおよびＤにお
いては、比較器の出力信号レベルは固定値を有している
。第１図において、下方の枝路の比較器４１の出力に直
列に入ったコンデンサ４９は第２Ｄ図の波形４７で生ず
る直流を阻止し、これによって第２０図に示すように高
レベルおよび低レベルの信号が接地に対して正および負
の極性を持つことが保証される。コンデンサ４９は図示
の実施例では示されているが、これはオプション的なも
のであって、本発明を実施する上では本質的なものでは
ない。第１図の上方の分枝の比較器４０の出力に直列に
接続された理想的でない微分器６２は、第２８図に示す
波形４６のような比較器４０の出力波形の変化毎に第２
Ｅ図の波形５３に示すような出力パルスを発生する。

出力パルス周波数はリード１７上のタイミング信号成分
とりード２６上の移相された被制御発振器信号の周波数
の間のサイクルスリップ周波数に直接関連している。こ
れはタイミング成分の振幅が比較器４０の出力レベルの
変化を生ずるのに充分な値以下に下ったときを除いて成
立する関係である。タイミング成分の振幅がこのように
下ったときには、比較器４０によってはしベル変化を生
じないようになるので、パルスは発生しない。第２Ｅ図
の波形５３の各出力パルスの極性は、第２Ｂ図の波形４
６の対応する変化の勾配の符号に一致している。第１図
において、微分器５２の出力はリード５５を通して、比
較器４１の出力はコンデンサ４８とりード５６を通して
掛算器６０の異る入力に接銃されている。

従って第２Ｄ図および第２８図の波形４７および５３は
それぞれ位相ずれスリップ周波数信号とスリップ周波数
を示す微分パルスであり、これが相互に掛算される。掛
算器６０はノードＦに一定の犠牲のパルスを生ずるがこ
れを第２Ｆ図の波形６１で示す。波形６１のパルスはタ
イミング成分信号の振幅が所定のレベル以下になったと
きを除いて、リード１７上のタイミング成分信号とＩＪ
−ド２６上の被制御発振器信号の周波数の間のサイクル
スリップの周波数に直接関連して生ずる。出力制御信号
の極性はサイクルスリップの方向すなわち受信データ流
のビット周波数に対する被制御発振器の周波数の関係に
よって決まる。

もし受信データ流のビット周波数が被制御発振器の周波
数以下なら、第２Ａ図、第２Ｂ図、第２Ｃ図および第２
Ｄ図に示すように第１図の点ＡおよびＢの波形は第１図
の点Ｃおよび点Ｄの波形より進んでおり、この結果第２
Ｆ図の制御パルスは負の極性を持つことにある。波形６
１の出力制御信号は一定の極性を持つだけでなく、波形
４７および波形５３は共に安定なパルス振幅を持つから
そのパルスは均一な振幅を有する。

さらにタイミング成分の振幅が所定の値以下になったと
きを除いて、波形６１の毎秒の制御パルスの数は第１図
の端子１２に与えられるデータ流のビット周波数と被制
御発振器２２の出力周波数の間のスリップ周波数によっ
て直接に決められる。タイミング成分の振幅が下ったと
きには繰返し周波数は０となる。上述した周波数検出器
１９の他に、周波数ロックループは第３の分枝を有して
いる。

第３の分枝ではノードＦにおける掛算器６０の出力はフ
ィル夕６２、加算回路６４、ループフィル夕６５および
リード２４を通して被制御発振器２２に与えられる。ノ
ード日こおける制御パルスの極性はそのパルスがフィル
夕、加算回路およびループフィル夕を通して処理された
ときに、その結果として得られる信号がデータ流のビッ
ト周波数と発振器の周波数の差、すなわちスリップ周波
数を減少するようになっている。ノードＦのパルスの繰
返し周波数は引き込みの間はサイクルスリップ周波数に
直接関連しているから、制御パルスの炉波された波形の
振幅はスリップ周波数が大きければ大きい修正を小さけ
れば小さい修正を与えるようになる。第３Ａ図乃至第３
Ｆ図は第２Ａ図乃至第２Ｆ図の一連の波形と同一の点か
らとった他の一連の波形を示している。

波形７４および７６の位相は波形７５および７７の位相
より遅れており、被制御発振器の周波数は受信したデー
タ流のビット周波数より低いことを示している。従って
、周波数スリップの方向は第２図の例に示した方向とは
逆である。第３Ｄ図および第３Ｅ図にこの結果発生する
波形７７および８３は掛算器６０の二つの入力に与えら
れたときに、／ードＦに正の極性を持つ波形９１の制御
パルスを生ずるようになっている。波形９１は波形６１
と同様に均一の振幅を持つパルスを含むパルス流であり
、その繰返し周波数はタイミング成分の振幅が所定の値
以下であるときを除いてスリップ周波数によって直接決
められる。振幅が所定の値以下であれば繰返し周波数は
０である。スリップの方向は第２図のスリップとは逆で
あるから、第２Ｆ図の波形６１に示す場合とは異ってパ
ルス流は負極性のパルスではなく性のパルスのみから成
る。第３Ｆ図の波形９１のパルス流はフィル夕６２、加
算回路６４、ループフィル夕６５を通して処理され、被
制御発振器２２に与えられてビット周波数と被制御発振
器２２の周波数の間の差を減少するようになる。

従ってノードＦの制御パルスは正の極性でも負の極性で
もフィル夕６２および６５によって処理され被制御発振
器２２に与えられたときには差周波数を減少することに
なる。

パルスに応動する発振器２２の周波数ステップが後述す
る位相制御ループの引き込み範囲より小さくなるように
波形６１および９１のパルスの大きさを選択することに
よって位相制御が保証される。

第１図を参照すれば、位相制御ループは掛算器すなわち
位相検出器９２を含む直列回路である。

掛算器９２の出力はリード９３、低域フィル夕９５およ
びリード９６を通して加算回路６４の第２の入力に接続
されている。これはまたループフィル夕６５、被制御発
振器２２、移相器２５およびリード９７を通して、頚算
器９２の第２の入力に接続されている。加算回路６４に
おいては掛算器９２およびフィル夕９５によって発生さ
れ位相誤差信号を含む制御成分が掛算器６０からののパ
ルスと組合される。第４図を参照すれば、図には第１図
の回路ノードＡ乃至Ｇに生ずる一連の波形が示されてい
る。

第４図の波形はスリップが終了して位相制御ができ上っ
たときの種々の／ードで発生する信号を示しており、こ
れはリード２７および９７上の信号は等しくＶＴおよび
ＶＴ′は小さな負の値を持つ例を示している。データ流
のビット周波数と被制御発振器の周波数の間のスリップ
が位相制御ループの引込範囲内に入ったときに位相制御
ループの位相制御が行なわれる。

発振器２２の位相がデータ流の位相と合うと、スリップ
が止まり、低域フィル夕９５からの制御成分はノードＧ
におけるゆるやかに変化する位相誤差となる。第４Ｇ図
に示すように位相が完全に合うと、ノードＧの電圧は零
に近い小さな雑音電圧となるが、ノードＧの位相誤差電
圧の大きさ‘まこの状態に向けて減少してゆく。位相が
完全に合うと、リード９７上の信号の位相とりード１７
上のタイミング成分信号の位相は通常の位相制御ループ
と同様ほぼ直角となる。位相制御ループの引き込み範囲
内ではノードＧにおける位相誤差電圧の極性は、加算回
路６４、ループフィル夕６５を通って処理されて被制御
発振器２２に与えられたときに、位相誤差信号は受信ビ
ット流と被制御発振器の出力の間の位相差を所定の関係
に安定化するように働く。

位相のロックが成功した後は、第４Ａ図の差周波数信号
がスレショルドＶＴを越えない限り、掛算器６０の出力
は０である。

第４Ａ図に示すように、信号１００がスレショルドＶＴ
を越えなくても、広に範囲の入力変化が生じ得る。０出
力となる結果として、周波数制御ループは位相ロックが
達成された後はタイミング回復回路には影響を与えない
ようになる。

初期条件がどのようであっても周波数引込みを保証する
ためにフィル夕６２は低周波では低利得を高周波では高
利得を持つようになっている。

引込みの間に発生したパルスは減衰せずにフィル夕６２
を通過する。ロックが完成した後は掛算器６０の出力は
０であるべきであるが、若干零点からずれているかもし
れない。このような掛算器６０の零点からのずれすなわ
ちオフセットはフィル夕６２によって減衰される。ルー
プフィル夕６５はいくつかの特徴を有している。

その周波数特性はこれを被制御発振器２２の位相積分特
性と位相制御ループの他の要素の特性と共に検討するこ
とによって決定される。一度位相ロックに成功した後は
位相誤差を小さくするために非常に大きな低周波ループ
利得が提供される。位相制御ループの設計は引き込み範
囲および速度の検討によっても直流利得を大きくするこ
とによっても制限されるものではない。周波数ロックル
ープによって広い範囲の高速な引き込みが保証され、発
振器の利得飽和を解決するので、従来の回路にはあった
このような制限が、図示の回路の設計では制限とはなら
なくなるのである。他の点ではループフィル夕６５は通
常の位相制御ループの設計について行なわれた設計手順
に従って設計される。ジッタ帯域を狭くし、よく制御さ
れたジッタ過渡応答を得、安定な位相オフセットを得る
ことが、その目的となる。周波数ロックループは発振器
制御回路が飽和した場合を含む位相ロックが行なわれて
いないときはいつでもサイクルスリップに応動して周波
数制御ループが制御パルスの流れを発生するから、周波
数制御ループは位相制御ループの帝城にかかわりなく急
速で広い範囲の引き込みを保証する。

制御パルスの流れから誘導された信号に応動して発振器
の周波数は入力デジタルデータ流のビット周波数に引き
込まれるのである。従って入力１２から出力１３への位
相誤差伝達関数に対して位相制御ループは所望の過渡特
性を与えることができる。

例えば、位相制御ループの通過帯域における位相ジッタ
増幅率は位相制御ループの開ループ伝達関数に対して、
単位利得の点のまわりの広い帯域で約筑旧／オクターブ
の利得勾配を与えることによって最４・化できる。この
帯域の外側では伝達関数がもっと急な勾配を持つように
してもよい。比較器４０および４１は第１図に示されて
いるが、タイミング回路のより一般的な構成では、比較
器の位置に１対のシュミットトリガを含んでいる。

このようなシュミットトリガは規準点ＶＴおよびＶＴ′
の近くのその特性に不惑帯を有している。このような不
惑帯の結果として、シュミットトリガは不感帯の中での
小さな信号の変化に応答しなくなり、ノードＡおよびＣ
の信号が実際に規準電圧を越えてからはじめて／ードＢ
およびＤの出力レベルの変化が起るようになることが保
証される。ノードＡおよびＣにおける信号は補助出力と
しても使用できることに注意しておく。

ノードＡにおいて、信号は振幅変調されているか入力ビ
ット流の変化密度となっている。／ードＣにおいて信号
は入力信号と出力信号との間の位相誤差である。第５図
を参照すれば、図には代りの実施例が示されている。

第５図の回路は第１図の回路と本質的に同様であり、従
って、第５図において第１図に示したと同一の要素は第
１図と同一の番号で示してある。第５図と第１図の間の
差は位相制御ル−プの構成に関連している。

第１図において位相検出器９２と、フィル夕９５によつ
実行された動作は、第５図においては掛算器２１と低域
フィル夕３５によって実行される。位相制御ループはリ
ード１０３をノードＣと加算回路６４の第２の入力の間
に接続することによって完成される。この結果として、
第５図の回路においては位相検出器９２とフィル夕９５
は必要なくなる。本発明を要約すれば次の通りである。

ｍ タイミング成分を受信する手段と、 制御信号に応動して変化する周波数を持つ信号を発生す
る手段と、可変周波数信号の位相とタイミング成分の位
相の間の差に応動して制御信号成分を発生する手段と、
可変周波数信号とタイミング成分の間のサイクルスリッ
プに応動してタイミング成分の振幅が所定の値以下にな
ってパルスが発生されない場合を除いてサイクルスリッ
プの周波数に直接関連した繰返し周波数を持ちサイクル
スリップの方向に関連した極性を持つパルス列を発生す
る手段と、該制御信号成分を該パルス列と組合さて、該
発生手段からの信号の周波数を調整して、該タイミング
成分と同期させるための制御信号にする手段と、を含む
タイミング回復回路である。

【２１ 前記第１項記載のタイミング回復回路において
、制御信号成分を提供する該手段は制御信号成分に対し
て可変周波数信号の位相とタイミング成分の位相の間の
差を減少するような制御成分を提供する手段を含むタイ
ミング回復回路である。

‘３１前記第１項記載のタイミング回復回路において、
パルス列を発生する該手段はサイクルスリップを減少す
るための均一なパルス磁性を提供する手段を含むタイミ
ング回復回路である。

｛４｝ 前記第３項記載のタイミング回復回路において
、制御成分を発生する該手段は制御成分に対して可変周
波数信号の位相とタイミング成分の位相の差を減少する
ような極性を与える手段を含むタイミング回復回路であ
る。

偲 べースパンドデータ信号の流れからタイミング情報
を抽出する手段と、調整可能な周波数信号を発生する手
段と、データ信号と調整可能な周波数信号から第１およ
び第２のビット周波数信号を発生し、第２のビード周波
数信号は第１のビート周波数信号と逆相になっており、
このビート周波数信号を判定して量子化する手段と、第
１のビート周波数信号を微分して微分信号を形成する手
段と、該微分信号と第１のビート周波数信号とから一の
振幅の制御パルスを発生する手段と、ビート周波数信号
の周波数を減少してベースバンドデータ信号のビットに
対してループを位相同期するために該調整可能な周波数
の発生手段に対して、制御パルスと第１のビート周波数
信号の組合せを与える手段と、を含む周波数制御ループ
と位相制御ループである。

【６｝ 前記第５項記載の周波数制御ループ・位相制御
ループにおいて、該制御信号印加手段は制御パルスと第
２のビート周波数信号とに応動して制御信号を発生する
ループフィル夕を含む周波数制御ループ・位相制御ルー
プである。

‘７’ 前記第６項記載の周波数制御ループ・位相制御
ループにおいて該ループフィル外ま周波数の所定の帯城
において第１の利得の勾配を有し、該捉所定の鷹城にお
いて第２の利得の勾配を有する周波数制御ループ・位相
制御ループである。

｛８ー 前記第５項記載の周波数制御ループ・位相制御
ループにおいて、該発生手段は該微分信号と第２のビー
ト周波数信号に応動して制御パルスを発生する掛算器を
含む周波数制御ループ、位相制御ループである。｛９１
前記第５項記載の周波数制御ループ・位相制御ループ
において、該発生手段は該微分信号と第２のビート周波
数信号とに応動して該発生手段の周波数をベースバンド
データ信号のビット周波数に調整するような極性の制御
パルスを発生する手段を含む周波数制御ループ・位相制
御ループである。

００ 前記第９項記載の周波数制御ループ・位相制御ル
ープにおいて、該応動手段はビット周波数と該調整可能
な周波数信号の周波数の差に直接関連した周波数でパル
スを発生する周波数制御ループ・位相制御ループである
。

（１１）前記第９項記載の周波数制御ループ・位相制御
ループにおいて、該調整可能な周波数信号とべ‐スパン
ドデータ信号のビットの間の位相差を減少するように第
２のビット周波数信号を該発生手段に帰還するりード線
が接続されている周波数制御ループ・位相制御ループで
ある（１２）抽出されたタイミング信号を受信する手段
と、抽出されたタイミング信号に応動する第１の掛算器
と、第１の低域フィル夕と、第１の比較器と、微分器と
を含む直列回路から成る第１の分枝と、抽出されたタイ
ミング信号に応動する第２の掛算器と、第２の低域フィ
ル夕と、第２の比較器とを含む直列回路から成る第２の
分枝と、該微分器の出力と該第２の比較器の出力とに応
動してサイクルスリップパルスを発生する第３の掛算器
と、該第３の掛算器の出力に応動する加算回路と、ルー
プフィル夕と、被制御発振器と第１および第２の位相の
出力を有する移相器と、を含む直列回路から成る第３の
分枝と、移相器の第１の位相の出力を第１の掛算器の第
２の入力に、移相器の第２の位相の出力を第２の鶏算器
の第２の入力にそれぞれ接続する手段と、を含む周波数
制御ループと 第２の鶏算器と第２の低域フィル夕と、 第２の低域フィル夕の出力を加算回路の第２の入力に接
続する手段と、 ループフイルタと、 被制御発振器と、 移相器と、 移相器の位相出力の一方を第２の掛算器に接続する手段
とを含む位相制御ループとの組合せである。

（１３）抽出されたタイミング信号を受信する手段と、
抽出されたタイミング信号に応動する第１の掛算器と、
第１の低域フィル夕と、第１の比較器と、微分器とを含
む直列回路から成る第１の分枝と、抽出されたタイミン
グ信号に応動する第２の掛算器と、第２の低域フィル夕
を含む直列回路から成る第２の分枝と、該微分器の出力
と該第２の比較器の出力とに応動してサイクルスリップ
パルスを発生する第３の掛算器と、該第３の鶏算器の出
力に応動する加算回路と、ループフィル夕と、被制御発
振器と、第１および第２の位相出力を有する移相器とを
含む直列回路から成る第３の分枝と、該移相器の第１の
位相の出力を該第１の掛算器の第２の入力にまた該移相
器の第２の位相の出力を該第２の掛算器の第２の入力に
薮続する手段と、を含む周波数制御ループと、 位相検出器と、 第３の低減フィル夕と、 該第３の低域フィル夕の出力を該加算回路の第２の入力
に接続する手段と、ループフイルタと、 被制御発振器と、 移相器と、 移相器の出力を位相検出器の第２の入力に接続する手段
と、を含む位相制御ループと から成る組合せである。

【図面の簡単な説明】

第１図は位相制御ループと周波数制御ループを含むタイ
ミング回復回路の機能ブロック図、第２Ａ図乃至第２Ｇ
図、第３Ａ図乃至第３Ｇ図は第１図のタイミング回復回
路における信号の処理の間に生ずる種々の波形を示す曲
線、第４Ａ図乃至第４Ｇ図は引き込み条件が達成された
ときに生ずる一連の波形を示す図、第５図はタイミング
回復回路の他の実施例の機能ブロック図である。 〔主要部分の符号の説明〕 入力信号受信手段・・・・
１５、正弦信号発生手段・・・・２２、制御信号の一成
分を発生する手段・・・‘第１図の９２，９５、・・・
・第５図の２１，３５、移相手段・・・・２５、第１及
び第２の掛算器・・・・２０，２１、第１及び第２の低
域フィル夕・・・・３４，３５、第１及び第２の比較器
・・・・４０，４１、微分器手段・・・・５２、第３の
掛算器・・・・６０、第３の低域フィル夕・・・・６２
、結合手段・・・・６４、平滑フィルタ手段・・・・６
５。 ‘ＪＧ／ 〆ノＣ そ 「／Ｇ ３ ′／Ｇ イ 「ノＧ ク

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ タイミング波が抽出される入力信号を受信する手段
   と； 前記タイミング波の周波数の近傍であつた、制御
   信号に応答して変化しうる基準周波数を有する正弦信号
   を発生する手段と； 前記タイミング波を前記正弦信号
   からのビート周波数差と結合させる手段と； 前記結合
   手段からの出力を平滑化する平滑フイルタ手段と； 前
   記正弦信号と前記タイミング波との位相差に応答して前
   記制御信号の一成分を発生する手段とを含むタイミング
   回復回路において、 前記正弦信号発生手段からの正弦
   手段を第１および第２の位相成分に分離する移相手段と
   ； 前記受信手段によつて駆動され、かつ前記第１およ
   び第２の位相成分の制御に基づいて前記タイミング波な
   らびに前記第１および第２の位相成分のそれぞれに関係
   する周波数成分の和および差を発生する第１および第２
   の掛算器手段と； 前記第１および第２の掛算器手段か
   らビート周波数差信号を抽出する第１および第２の低域
   フイルタ手段と； 前記第１および第２の低域フイルタ
   手段によつて抽出されたそれぞれのビート周波数差信号
   を方形波化する第１および第２の比較器手段と； 前記
   第１および第２の比較器手段からの方形波化された出力
   のうち一方の出力の変化点を示すパルスを形成する微分
   器手段と； パルス速度が前記入力信号と前記正弦信号
   発生手段からの正弦信号とのビート周波数差の信号周波
   数に等しく、パルスの極性によつて前記正弦信号の周波
   数が前記入力信号の周波数よりも高いか低いかを示すよ
   うなパルス列を前記微分器手段からの微分出力と前記第
   １および第２の比較手段のうちの微分されなかつた方の
   出力とから形成する第３の掛算器手段と； 前記パルス
   列を前記制御信号の一成分と結合させるために平滑化し
   前記制御信号を形成するための第３の低域フイルタ手段
   とを含むことを特徴とするタイミング回復回路。