JPS60249451A - クロツク位相誤差検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はディジタル信号伝送におけるクロック信号位
相同期に関る。

（発明の背景） 高能率ディジタル信号伝送においては、小口−ルオフ波
形整形されたパルスを用いて符号伝送を行うため、受信
側のサンプル・タイミングのずれは特性を急激に劣化さ
せることになる。従来、サンプル・タイミング、すなわ
ちクロック信号抽出は、入力信号を整流し、クロック成
分を発生させておいて、狭帯域の帯域通過戸波器を通し
てクロックを抽出していた。すなわち従来、クロックの
抽出はアナログ回路により行われており、回路素子の調
整が必要なことから検査、保守などには手間のかかるこ
とが多かった。

また、近年受信器のディジタル化が進み、クロック信号
抽出のディジタル処理の必要性が高捷ってきた。ティジ
タル化受信器の場合、クロック信号を抽出すると言う方
法より、むしろサンプル・タイミングを直接制御する方
式が向いている。

（発明の目的） 本発明の目的は、ディジタル処理に向いた、簡易なサン
プルタイミング制御を実現するクロック位相諸差検出器
を提供することにある。

（発明の構成） 本発明によれば、受信された検素信号（入力信号）のク
ロック信号の位相誤差を検出するクロック位相誤差検出
器であって、 （ａ）　前記クロック信号の零位相で前記入力信号の実
部、虚部のいずれか一方をサンプルする第１のサンプラ
と他方をサンプルする第２のサンプラ。

←）前記クロック信号のπ位相で前記入力信号の実部、
虚部のいずれか一方をサンプルする第３のサンプラ。

（Ｃ）　前記第１のサンプラ出力の符号識別を行う第１
の識別器と前記第２のサンプラ出力の符号識別を行う第
２の識別器。

０）前記第１．第２の識別器出力が、その現時刻での値
と２クロック周期前の値と各々等しく、かつ前記第１の
識別器出力の現時刻での値と１クロック周期前の値が異
なる場合に検出信号を出力する検出手段。

（ｅ）　前記第３のサンプラ出力の現時刻での値と１ク
ロック周期前の値との振幅差を検出する振幅差検出器。

前記検出手段が検出信号を出力したときにのみ、前記掛
けた値をクロック位相誤差として出力する手段、 とから少なくとも構成されることを特徴とするクロック
位相誤差検出器が得られる。

（発明の原理） 次に本発明に伺いて図面を参照して詳細に説明する。

虚部のアイ・パターンを示した図である。同図わ）は、
そのサンプル・タイミングを示しており、矢印で示した
クロック周期（Ｔ秒）ごとのそれは、アイ・パターンの
最も広く目の開く時間に一致している。以下では、この
タイミングを信号検出タイミングと呼ぶこととする。同
図（Ｃ）は、先のわ）とπ相（１８０°）だけずれたタ
イミング位相を示している。以下では、このタイミング
をクロック位相検出タイミングと呼ぶこととする。この
タイミングで第１図（ａ）の波形をサンプルすると、そ
の前後で送信符号が変化しなかった場合に得られる＋１
の値と、逆に変化した場合に得られる零近傍の値との３
種類の値をとる。第１図（ａ）の波形は、伝送パルスの
ロール・オフ率やビットパターンにも依存するが、おお
よそ第２図（ａ）の様に簡略化して扱っても、平均的に
は問題がない。まず第２図（ａ）の太線の様な信号変化
について考査してみる。この変化は送信符号が＋１．　
−１．　＋１．　−１と交互に繰返されて送信された場
合である。同図←）。

（Ｃ）は各々信号検出タイミングとクロック位相検出タ
イミンクを示していて、１０秒だけ前者を遅らせるとア
イ・パターンの目の広さはＷ。からＷｌへと狭くなって
しまうことになる。つきに、相前後する２つのクロック
位相検出タイミングによシザンプルされる信号の大きさ
を考えてみよう。第２図（Ｃ）のＴｅ＝０のとき、２つ
のサンプル値は場合は２つのサンプル値は１００２と１
００３となり両者の差は非零となる。またＴｅ〉０の時
には１００４と１００５となシ両者の差は同じく非零と
なり、その極性は’ｒｅ＜００場合と逆になる。このこ
とを利用すれば、まず信号検出タイミングで第２図（ａ
）の太線２０００の様な信号遷移（−１，＋１．　−１
）を抽出し、そのときの前後するクロック位相検出タイ
ミングでのサンプル値の差をめることによって、Ｔｅの
極性と大きさが推定できる。ここでもし、信号遷移が太
線２０００の代りに細線２００１である場合、（信号遷
移は＋１．　−Ｌ　＋１）Ｔｅに対するクロック位相検
出タイミングでの前後するサンプル値の差の極性は、先
の例とは逆になる。

信号遷移（−１，＋１．　−１）と（＋１．−１．　＋
１）の両方を利用するが、タロツク位相差検出器として
はよシ多くの位相差情報を提供できるので、両方とも利
用することにすると、（ただし片方のみを利用すること
も可能である。）位相差情報、すなわち（１０００，１
００１）のサンプル値の差や（１００４，１００５）の
サンプル値の差にそれらのサンプルの間の信号検出タイ
ミングでのサンプル値（この場合は＋）か−１）を掛け
る必要がある。

第２図で太線２０００の信号遷移（−１，＋１．−１　
）の場合にはクロック位相検出タイミングでの２サンプ
ル値（１０００，１００１）または（１００４，１００
５）の差に信号検出タイミングでのサンプル値１００６
の極性（＋１）を、逆に細線の信号遷移（＋１゜−１，
＋１）の場合には信号検出タイミングでのサンプル値工
００７の極性（−１）を掛ける必要がある。以上がクロ
ック位相検出の原理である。

今までの説明では入力信号の信号遷移が＋１゜−１，＋
１．−１と周期的に移りかえす場合であったが、一般デ
ータが入力であっても、もちろん問題はない。すなわち
、それらランダムな信号遷移の中で（＋１．−１．　＋
１　）及び（−１，＋１．−１　）の遷移のみを選択的
に抽出してクロック位相検出が行なわれるのである。

第３図はこの原理を利用した（実入力）ベースノζ゛ン
ドデータに対するクロック位相誤差検出器の一例を示す
ブロック図である。図中の１が第１のサンプラー、２が
第３のサンプラー（第２のサンプラー人力信号の虚部を
サンプルするもの７はこの例では不用）　３が第１のサ
ンプラー出力を符号識別する第１の識別器、（第２の識
別器も第２のサンプラー同様、この実施例では不用）４
が検出器で信号選出周期Ｔの遅延回路４０．４１と加算
器４２及び絶対値回路４４で識別器３の出力（＋１）の
２周期前の値と現在の値が等しい場合には、２が出力さ
れ異なれば零が出力される。

一方、減算器４３からは１周期前の値と現在の値が異る
場合に２が出力され、同一の場合には零が出力される。

これによりアンド回路４６の出力が高位レベル（Ｈ）に
なるためには、識別器出力の２周期前の値と現在の値が
等しく、かつ１周期前の値と現在の値が異なる場合に限
られることが分る。

５は、振幅差検出器で先の４０．４１と同じ遅延回路５
０の入出力差を減算器５１によって検出するものである
。

６は振幅差検出器の出力に第１のサンプラの一周期前の
出力の極性をブロック４の遅延回路４０の出力から得て
掛算を行うものである。

７は検出器４の出力がｒＨＪになった時にのみ、掛算器
６の出力を端子１０１へ導くための掛算器である。なお
第１．第２のサンプラのサンプルタイミングはクロック
発振器８とＴ／２遅延回路９とによって、第１のサンプ
ラーには信号検出タイミング、第２のサンプラーにはク
ロックの位相検出タイミングが各々供給される。

端子１０１はクロック位相差信号が出力されるので、こ
れを適当な低減フィルターによるその出力を平滑し、ク
ロック発搗器８に供給することによってクロック位相（
クロック周波数が制御されることになる。

入力信号としてはデータ伝送波形のベースバンド信号の
他に、有索ベースバンド信号の実部、虚部の一方（例え
ば４相ＰＳＫ信号の同相側ベースバンド信号）を考えて
もよいわけであるが、この場合、キャリア位相誤差の存
在を考慮する必要がある。第４図（ａ）　、　Ｉ））は
４相ＰＳＫの４つの信号点３００、３０１．３０２．３
０３．の信号点を表わしており、（ａ）は信号点３００
．３０２．３００への遷移、←）は信号点３００．３０
２．３０３　の遷移を表わしている。第５第６図は、第
４図、第５図に示した信号点遷移のなかで同相成分（工
座標、Ｑ座標の内　■座標側）の変化を示したものであ
る。まず第６図（ａ）の破線で結んだ観測値５００．５
０１．５０２は第４図に））、実線で結んだ観測値５０
０’　、５０１’　、５０２’は第５図（ａ）に対応す
るものである。両者はその振幅こそ違うが、その波形の
対称性は保たれている。一方第６図←）の破線で結んだ
観測値５００．５０１．５０２は第４図←）に対応する
もので、これは第６図偽）の５００．５０１，５０２に
一致する。すなわちＩ、Ｑ成分は相互に全く独立な信号
であるので、Ｑ側の変化は伝送歪がないかぎす■側には
影響しないからである。一方第６図←）の実線で結んだ
観測点５００　’　、　５０１　”　、　５０２’はキ
ャリア位相誤差が存在している為■成分としては（Ｉｃ
ｏｓＱｃ＋Ｑ、ｓ　１ｎＱｅ　）が表われてしまってい
る。そのため、ｌ５ｔｒ分としては（＋１．−１．　＋
１　）と対称に変化しているにもかかわらず、非対称に
（＋１．−１．−１）と変化しているＱ成分の影響を受
けて５００’　、５０１，５０２”は非対称になってし
まっていることが分る。これでは第２ン１を用いて説明
したクロック位相差情報抽出の坤理が利用できないこと
が分る。この原理を拡張して利用する為には信号点ｉぢ
移？第４図（ａ）の様な３００．３０２．３００または
３０１．３０３．３０１の様なＩ、Ｑ両成分ともに対称
に変イヒするもののみを抽出する必要がある。

このようにすれは、前述したキャリア位相誤差に帰因す
る問題点は解決される。

（実施例） 第７Ｍは本発明の一実施例のブロック図を示す図である
。

図中、第３図と同一のか照番号を付したものは第３図の
同一番号の構成袈素と同一である。第３図の構成と異な
るのは端子１００からの工成分の変化の他に端子１１０
からのＱ成分の変化も検出する必要があり、そのために
１．３と同一のザンプラ及び識別器を用いることと、検
出器４の構成なＱ成分の変化も対称であることを検出す
る機能を付加するように変更する必要がある。４′がそ
の為の新しい検出器であるが、その中には第３図のブロ
ック４かその壕ま構肘素として含１れており端子１０５
，１０２で外部と接続されている。さてＱ側の信号変化
の対称性を検出する為に遅延回路４７．４８及び加算器
４９．絶対値回路５０か用いられている。Ｑ側が（＋１
．−１．　＋１　）又は（−１゜＋１．−１）の様に対
称に′変化した場合には第３図のブロック４の絶対値回
路４４と同様に２が出力され、それ以外の時には零が出
力される。この出力と従来のブロック４からの出力がア
ンド回路５１で論理積がとられ、第４図０）の様に１．
Ｑ両成分とも対称に信号点遷移が行なわれた時にのみ検
出器４１の出力が高位レベル（Ｈ，）になる。この高位
レベル信号は掛算器７へ導かれ、正しいクロック位相差
情報のみを出力端子１０１へ供給する役割をはたす。

なお以上の説明においては、第２図を用いて説明した原
理を主として複素信号の実部に対して適用し、クロック
位相誤差の問題を克服するためにさらに虚部の信号をも
用いた例についてのみ説明したが、複素信号の実部、虚
部は受信側において任意に選択できるので、実部、虚部
を入換えて本発明を実施することも可能であることは、
以上の説明から明らかである。

（発明の効果） 本発明によって小数のディジタル素子のみによって、複
素信号データのクロック位相制御が平易に行うことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は　２値のデータ伝送波形を説明するための図。 第２図は　クロック位相差情報を抽出する原理を説明す
るための図。 第３図は　（実信号）ベースバンド信号に対するクロッ
ク位相差検出器の構成図。 第４図、第５図は４相位相変調波の信号点変化をキャリ
ア位相差のない場合と有る」μ合との２つの場合を示し
た図。 第６図は　第４図、第５図に示された信号点変化を実部
（、Ｉ　）成分のみの変化で観測し７た波形を示した図
。 第７図は　本発明の一実施例を示すブロック図である。 図中、■・・・・・・第１のサンプラ。 １１・・・・・・第２のサンプラ。 ２・・・・・・第３のサンプラ。 ３・・・・・・第１の識別器。 ３′・・・・・・第２の識別器。 ４１・・・・・・検出器。 ５・・・・・・振幅差検出器。 ６・・・・・・掛算器、　をそれぞれ示す。 代理人弁理士　内厚 第１図 第２図 （α）　（ｂ） 第５図 （α）　第６図　（ｂ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信された複素信号（入力信号）のクロック信号の位相
   誤差を検出するクロック位相誤差検出器であって、 （ａ）　前記クロック信号の零位相で前記入力信号の実
   部、虚部のいずれか一方をサンプルする第１のサンプラ
   と他方をサンプルする第２のサンプラ。 Ｔｏ）前記クロック信号のπ位相で前記入力信号の実部
   、虚部のいずれか一方をサンプルする第３のサンプラ。 （Ｃ）　前記第１のサンプラ出力の符号識別を行う第１
   の識別器と前記第２のサンプラ出力の符号識別を行う第
   ２の識別器。 け）前記第１．第２の識別器出力が、その現時刻での値
   と２クロック周期前の値と各々等しく、かつ前記第１の
   識別器出力の現時刻での値と１クロック周期前の値が異
   なる場合に検出信号を出力する検出手段。 （ｅ）　前記第３のサンプラ出力の現時刻での値と１ク
   ロック周期前の値との振幅差を検出する振幅差検出器。 前記検出手段が検出信号を出力したときにのみ、前記掛
   けた値をクロック位相誤差として出力する手段。 とから少なくとも構成されることを特徴とするクロック
   位相誤差検出器。