JPH0535617B2 - - Google Patents
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- JPH0535617B2 JPH0535617B2 JP59105749A JP10574984A JPH0535617B2 JP H0535617 B2 JPH0535617 B2 JP H0535617B2 JP 59105749 A JP59105749 A JP 59105749A JP 10574984 A JP10574984 A JP 10574984A JP H0535617 B2 JPH0535617 B2 JP H0535617B2
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- clock
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 23
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明はデイジタル信号伝送におけるクロツ
ク信号位相同期に関る。
ク信号位相同期に関る。
（発明の背景）
高能率デイジタル信号伝送においては、小ロー
ルオフ波形整形されたパルスを用いて符号伝送を
行うため、受信側のサンプル・タイミングのずれ
は特性を急激に劣化させることになる。従来、サ
ンプル・タイミング、すなわちクロツク信号抽出
は、入力信号を整流し、クロツク成分を発生させ
ておいて、狭帯域の帯域通過波器を通してクロ
ツクを抽出していた。すなわち従来、クロツクの
抽出はアナログ回路により行われており、回路素
子の調整が必要なことから検査、保守などには手
間のかかることが多かつた。
ルオフ波形整形されたパルスを用いて符号伝送を
行うため、受信側のサンプル・タイミングのずれ
は特性を急激に劣化させることになる。従来、サ
ンプル・タイミング、すなわちクロツク信号抽出
は、入力信号を整流し、クロツク成分を発生させ
ておいて、狭帯域の帯域通過波器を通してクロ
ツクを抽出していた。すなわち従来、クロツクの
抽出はアナログ回路により行われており、回路素
子の調整が必要なことから検査、保守などには手
間のかかることが多かつた。
また、近年受信器のデイジタル化が進み、クロ
ツク信号抽出のデイジタル処理の必要性が高まつ
てきた。デイジタル化受信器の場合、クロツク信
号を抽出すると言う方法より、むしろサンプル・
タイミングを直接制御する方式が向いている。
ツク信号抽出のデイジタル処理の必要性が高まつ
てきた。デイジタル化受信器の場合、クロツク信
号を抽出すると言う方法より、むしろサンプル・
タイミングを直接制御する方式が向いている。
（発明の目的）
本発明の目的は、デイジタル処理に向いた、簡
易なサンプルタイミング制御を実現するクロツク
位相誤差検出器を提供することにある。
易なサンプルタイミング制御を実現するクロツク
位相誤差検出器を提供することにある。
（発明の構成）
本発明によれば、受信された複素信号（入力信
号）のクロツク信号の位相誤差を検出するクロツ
ク位相誤差検出器であつて、 (a) 前記クロツク信号の零位相で前記入力信号の
実部、虚部のいずれか一方をサンプルする第１
のサンプラと他方をサンプルする第２のサンプ
ラ、 (b) 前記クロツク信号のπ位相で前記入力信号の
実部、虚部のいずれか一方をサンプルする第３
のサンプラ、 (c) 前記第１のサンプラ出力の符号識別を行う第
１の識別器と前記第２のサンプラ出力の符号識
別を行う第２の識別器、 (d) 前記第１、第２の識別器出力が、その現時刻
での値と２クロツク周期前の値と各々等しく、
かつ前記第１の識別器出力の現時刻での値と１
クロツク周期前の値が異なる場合に検出信号を
出力する検出手段、 (e) 前記第３のサンプラ出力の現時刻での値と１
クロツク周期前の値との振幅差を検出する振幅
差検出器、 (f) 該振幅差検出器出力に前記第１のサンプラ出
力の１クロツク周期前の値の極性を掛けた値を
求め、前記検出手段が検出信号を出力したとき
にのみ、前記掛けた値をクロツク位相誤差とし
て出力する手段、 とから少なくとも構成されることを特徴とするク
ロツク位相誤差検出器が得られる。
号）のクロツク信号の位相誤差を検出するクロツ
ク位相誤差検出器であつて、 (a) 前記クロツク信号の零位相で前記入力信号の
実部、虚部のいずれか一方をサンプルする第１
のサンプラと他方をサンプルする第２のサンプ
ラ、 (b) 前記クロツク信号のπ位相で前記入力信号の
実部、虚部のいずれか一方をサンプルする第３
のサンプラ、 (c) 前記第１のサンプラ出力の符号識別を行う第
１の識別器と前記第２のサンプラ出力の符号識
別を行う第２の識別器、 (d) 前記第１、第２の識別器出力が、その現時刻
での値と２クロツク周期前の値と各々等しく、
かつ前記第１の識別器出力の現時刻での値と１
クロツク周期前の値が異なる場合に検出信号を
出力する検出手段、 (e) 前記第３のサンプラ出力の現時刻での値と１
クロツク周期前の値との振幅差を検出する振幅
差検出器、 (f) 該振幅差検出器出力に前記第１のサンプラ出
力の１クロツク周期前の値の極性を掛けた値を
求め、前記検出手段が検出信号を出力したとき
にのみ、前記掛けた値をクロツク位相誤差とし
て出力する手段、 とから少なくとも構成されることを特徴とするク
ロツク位相誤差検出器が得られる。
（発明の原理）
次に本発明に付いて図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第１図ａは＋１、−１の２値デイジタル信号、
あるいは４相位相変調波の復調信号の実部、また
は虚部のアイ・パターンを示した図である。同図
ｂは、そのサンプル・タイミングを示しており、
矢印で示したクロツク周期（Ｔ秒）ごとのそれ
は、アイ・パターンの最も広く目の開く時間に一
致している。以下では、このタイミングを信号検
出タイミングと呼ぶこととする。同図ｃは、先の
ｂとπ相（180°）だけずれたタイミング位相を示
している。以下では、このタイミングをクロツク
位相検出タイミングと呼ぶこととする。このタイ
ミングで第１図ａの波形をサンプルすると、その
前後で送信符号が変化しなかつて場合に得られる
±１の値と、逆に変化した場合に得られる零近傍
の値との３種類の値をとる。第１図ａの波形は、
伝送パルスのロール・オフ率やビツトパターンに
も依存するが、おおよそ第２図ａの様に簡略化し
て扱つても、平均的には問題がない。まず第２図
ａの太線の様な信号変化について考査してみる。
この変化は送信符号が＋１、−１、＋１、−１と交
互に繰返されて送信された場合である。同図ｂ、
ｃは各々信号検出タイミングとクロツク位相検出
タイミングを示していて、Te秒だけ前者を送ら
せるとアイ・パターンの目の広さはWpからW1へ
と狭くなつてしまうことになる。つぎに、相前後
する２つのクロツク位相検出タイミングによるサ
ンプルされる信号の大きさを考えてみよう。第２
図ｃのTe＝０のとき、２つのサンプル値は1000
と1001であり、同一の値をとつている。一方Te
≠０でTe＜０（すなわちサンプル遅れ）の場合は
２つのサンプル値は1002と1003となり両者の差は
非零となる。またTe＞０の時には1004と1005と
なり両者の差は同じく非零となり、その極性は
Te＜０（の場合と逆になる。このことを利用すれ
ば、まず信号検出タイミングで第２図ａの太線２
０００の様な信号遷移（−１、＋１、−１）を抽出
し、そのときの前後するクロツク位相検出タイミ
ングでのサンプル値の差を求めることによつて、
Teの極性と大きさが推定できる。ここでもし、
信号遷移が太線２０００の代りに細線２００１で
ある場合、（信号遷移は＋１、−１、＋１）Teに対
するクロツク位相検出タイミングでの前後するサ
ンプル値の差の極性は、先の例とは逆になる。信
号遷移（−１、＋１、−１）と（＋１、−１、＋１）
の両方を利用するが、クロツク位相差検出器とし
てはより多くの位相差情報を提供できるので、両
方とも利用することにすると、（ただし片方のみ
を利用することも可能である。）位相差情報、す
なわち（1000、1001）のサンプル値の差や
（1004、1005）のサンプル値の差にそれらのサン
プルの間の信号検出タイミングでのサンプル値
（この場合は＋）か−１）を掛ける必要がある。
第２図で太線２０００の信号遷移（−１、＋１、−
１）の場合にはクロツク位相検出タイミングでの
２サンプル値（1000、1001）または（1004、
1005）の差に信号検出タイミングでのサンプル値
1006の極性（＋１）を、逆に細線の信号遷移（＋
１、−１、＋１）の場合には信号検出タイミングで
のサンプル値1007の極性（−１）を掛ける必要が
ある。以上がクロツク位相検出の原理である。
あるいは４相位相変調波の復調信号の実部、また
は虚部のアイ・パターンを示した図である。同図
ｂは、そのサンプル・タイミングを示しており、
矢印で示したクロツク周期（Ｔ秒）ごとのそれ
は、アイ・パターンの最も広く目の開く時間に一
致している。以下では、このタイミングを信号検
出タイミングと呼ぶこととする。同図ｃは、先の
ｂとπ相（180°）だけずれたタイミング位相を示
している。以下では、このタイミングをクロツク
位相検出タイミングと呼ぶこととする。このタイ
ミングで第１図ａの波形をサンプルすると、その
前後で送信符号が変化しなかつて場合に得られる
±１の値と、逆に変化した場合に得られる零近傍
の値との３種類の値をとる。第１図ａの波形は、
伝送パルスのロール・オフ率やビツトパターンに
も依存するが、おおよそ第２図ａの様に簡略化し
て扱つても、平均的には問題がない。まず第２図
ａの太線の様な信号変化について考査してみる。
この変化は送信符号が＋１、−１、＋１、−１と交
互に繰返されて送信された場合である。同図ｂ、
ｃは各々信号検出タイミングとクロツク位相検出
タイミングを示していて、Te秒だけ前者を送ら
せるとアイ・パターンの目の広さはWpからW1へ
と狭くなつてしまうことになる。つぎに、相前後
する２つのクロツク位相検出タイミングによるサ
ンプルされる信号の大きさを考えてみよう。第２
図ｃのTe＝０のとき、２つのサンプル値は1000
と1001であり、同一の値をとつている。一方Te
≠０でTe＜０（すなわちサンプル遅れ）の場合は
２つのサンプル値は1002と1003となり両者の差は
非零となる。またTe＞０の時には1004と1005と
なり両者の差は同じく非零となり、その極性は
Te＜０（の場合と逆になる。このことを利用すれ
ば、まず信号検出タイミングで第２図ａの太線２
０００の様な信号遷移（−１、＋１、−１）を抽出
し、そのときの前後するクロツク位相検出タイミ
ングでのサンプル値の差を求めることによつて、
Teの極性と大きさが推定できる。ここでもし、
信号遷移が太線２０００の代りに細線２００１で
ある場合、（信号遷移は＋１、−１、＋１）Teに対
するクロツク位相検出タイミングでの前後するサ
ンプル値の差の極性は、先の例とは逆になる。信
号遷移（−１、＋１、−１）と（＋１、−１、＋１）
の両方を利用するが、クロツク位相差検出器とし
てはより多くの位相差情報を提供できるので、両
方とも利用することにすると、（ただし片方のみ
を利用することも可能である。）位相差情報、す
なわち（1000、1001）のサンプル値の差や
（1004、1005）のサンプル値の差にそれらのサン
プルの間の信号検出タイミングでのサンプル値
（この場合は＋）か−１）を掛ける必要がある。
第２図で太線２０００の信号遷移（−１、＋１、−
１）の場合にはクロツク位相検出タイミングでの
２サンプル値（1000、1001）または（1004、
1005）の差に信号検出タイミングでのサンプル値
1006の極性（＋１）を、逆に細線の信号遷移（＋
１、−１、＋１）の場合には信号検出タイミングで
のサンプル値1007の極性（−１）を掛ける必要が
ある。以上がクロツク位相検出の原理である。
今までの説明では入力信号の信号遷移が＋１、
−１、＋１、−１と周期的に移りかえす場合であつ
たが、一般データが入力であつても、もちろん問
題はない。それらランダムな信号遷移の中で（＋
１、−１、＋１）及び（−１、＋１、−１）の遷移の
みを選択的に抽出してクロツク位相検出が行なわ
れるのである。
−１、＋１、−１と周期的に移りかえす場合であつ
たが、一般データが入力であつても、もちろん問
題はない。それらランダムな信号遷移の中で（＋
１、−１、＋１）及び（−１、＋１、−１）の遷移の
みを選択的に抽出してクロツク位相検出が行なわ
れるのである。
第３図はこの原理を利用した（実入力）ベース
バンドデータに対するクロツク位相誤差検出器の
一例を示すブロツク図である。図中の１が第１の
サンプラー、２が第３のサンプラー（第２のサン
プラー入力信号の虚部をサンプルするものはこの
例では不用）３が第１のサンプラー出力を符号識
別する第１の識別器、（第２の識別器も第２のサ
ンプラー同様、この実施例では不用）４が検出器
で信号選出周期Ｔの遅延回路４０，４１と加算器
４２及び絶対値回路４４で識別器３の出力（±
１）の２周期前の値と現在の値が等しい場合に
は、２が出力され異なければ零が出力される。一
方、減算器４３からは１周期前の値と現在の値が
異る場合に２が出力され、同一の場合には零が出
力される。これによりアンド回路４６の出力が高
位レベル(H)になるためには、識別器出力の２周期
前の値と現在の値が等しく、かつ１周期前の値と
現在の値が異なる場合に限られることが分る。
バンドデータに対するクロツク位相誤差検出器の
一例を示すブロツク図である。図中の１が第１の
サンプラー、２が第３のサンプラー（第２のサン
プラー入力信号の虚部をサンプルするものはこの
例では不用）３が第１のサンプラー出力を符号識
別する第１の識別器、（第２の識別器も第２のサ
ンプラー同様、この実施例では不用）４が検出器
で信号選出周期Ｔの遅延回路４０，４１と加算器
４２及び絶対値回路４４で識別器３の出力（±
１）の２周期前の値と現在の値が等しい場合に
は、２が出力され異なければ零が出力される。一
方、減算器４３からは１周期前の値と現在の値が
異る場合に２が出力され、同一の場合には零が出
力される。これによりアンド回路４６の出力が高
位レベル(H)になるためには、識別器出力の２周期
前の値と現在の値が等しく、かつ１周期前の値と
現在の値が異なる場合に限られることが分る。
５は、振幅差検出器で先の４０，４１と同じ遅
延回路５０の入出力差を減算器５１によつて検出
するものである。
延回路５０の入出力差を減算器５１によつて検出
するものである。
６は振幅差検出器の出力に第１のサンプラーの
一周期前の出力の極性をブロツク４の遅延回路４
０の出力から得て掛算を行うものである。
一周期前の出力の極性をブロツク４の遅延回路４
０の出力から得て掛算を行うものである。
７は検出器４の出力が「Ｈ」になつた時にの
み、掛算器６の出力を端子１０１へ導くための掛
算器である。なお第１、第２のサンプラのサンプ
ルタイミングはクロツク発振器８とＴ／２遅延回
路９とによつて、第１のサンプラーには信号検出
タイミング、第２のサンプラーにはクロツクの位
相検出タイミングが各々供給される。
み、掛算器６の出力を端子１０１へ導くための掛
算器である。なお第１、第２のサンプラのサンプ
ルタイミングはクロツク発振器８とＴ／２遅延回
路９とによつて、第１のサンプラーには信号検出
タイミング、第２のサンプラーにはクロツクの位
相検出タイミングが各々供給される。
端子１０１はクロツク位相差信号が出力される
ので、これを適当に低減フイルターによるその出
力を平滑し、クロツク発振器８に供給することに
よつてクロツク位相（クロツク周波数が制御され
ることになる。
ので、これを適当に低減フイルターによるその出
力を平滑し、クロツク発振器８に供給することに
よつてクロツク位相（クロツク周波数が制御され
ることになる。
入力信号としてはデータ伝送波形のベースバン
ド信号の他に、複素ベースバンド信号の実部、虚
部の一方（例えば４相PSK信号の同相側ベース
バンド信号）を考えてもよいわけであるが、この
場合、キヤリア位相誤差の存在を考慮する必要が
ある。第４図ａ，ｂは４相PSKの４つの信号点
３００，３０１，３０２，３０３の信号点を表わ
しており、ａは信号点３００，３０２，３００へ
の遷移、ｂは信号点３００，３０２，３０３の遷
移を表わしている。第５図は、第４図の４つの信
号点が各々時間方向に20度程度回転した場合を示
している。第５図ａが第４図ａに、第５図ｂが第
４図ｂに各々対応している。
ド信号の他に、複素ベースバンド信号の実部、虚
部の一方（例えば４相PSK信号の同相側ベース
バンド信号）を考えてもよいわけであるが、この
場合、キヤリア位相誤差の存在を考慮する必要が
ある。第４図ａ，ｂは４相PSKの４つの信号点
３００，３０１，３０２，３０３の信号点を表わ
しており、ａは信号点３００，３０２，３００へ
の遷移、ｂは信号点３００，３０２，３０３の遷
移を表わしている。第５図は、第４図の４つの信
号点が各々時間方向に20度程度回転した場合を示
している。第５図ａが第４図ａに、第５図ｂが第
４図ｂに各々対応している。
第６図は、第４図、第５図に示した信号点遷移
のなかで同相成分（Ｉ座標、Ｑ座標の内 Ｉ座標
側）の変化を示したものである。まず第６図ａの
破線で結んだ観測値５００，５０１，５０２は第
４図ａ、実線で結んだ観測値５００′，５０１′，
５０２′は第５図ａに対応するものである。両者
はその振幅こそ違うが、その波形の対称性は保た
れている。一方第６図ｂの破線で結んだ観測値５
００，５０１，５０２は第４図ｂに対応するもの
で、これは第６図ａの５００，５０１，５０２に
一致する。すなわちＩ、Ｑ成分は相互に全く独立
な信号であるので、Ｑ側の変化は伝送歪がないか
ぎりＩ側には影響しないからである。一方第６図
ｂの実線で結んだ観測点５００″，５０１″，５０
２″はキヤリア位相誤差が存在している為Ｉ成分
としては（IcosQe＋QsinQe）が表われてしまつ
ている。そのため、Ｉ成分としては（＋１、−１、
＋１）と対称に変化しているにもかかわらず、非
対称に（＋１、−１、−１）と変化しているＱ成分
の影響を受けて５００′，５０１，５０２″は非対
称になつてしまつていることが分る。これでは第
２図を用いて説明したクロツク位相差情報抽出の
原理が利用できないとが分る。この原理を拡張し
て利用する為には信号点遷移を第４図ａの様な３
００，３０２，３００または３０１，３０３，３
０１の様なＩ、Ｑ両成分ともに対称に変化するも
ののみを抽出する必要がある。
のなかで同相成分（Ｉ座標、Ｑ座標の内 Ｉ座標
側）の変化を示したものである。まず第６図ａの
破線で結んだ観測値５００，５０１，５０２は第
４図ａ、実線で結んだ観測値５００′，５０１′，
５０２′は第５図ａに対応するものである。両者
はその振幅こそ違うが、その波形の対称性は保た
れている。一方第６図ｂの破線で結んだ観測値５
００，５０１，５０２は第４図ｂに対応するもの
で、これは第６図ａの５００，５０１，５０２に
一致する。すなわちＩ、Ｑ成分は相互に全く独立
な信号であるので、Ｑ側の変化は伝送歪がないか
ぎりＩ側には影響しないからである。一方第６図
ｂの実線で結んだ観測点５００″，５０１″，５０
２″はキヤリア位相誤差が存在している為Ｉ成分
としては（IcosQe＋QsinQe）が表われてしまつ
ている。そのため、Ｉ成分としては（＋１、−１、
＋１）と対称に変化しているにもかかわらず、非
対称に（＋１、−１、−１）と変化しているＱ成分
の影響を受けて５００′，５０１，５０２″は非対
称になつてしまつていることが分る。これでは第
２図を用いて説明したクロツク位相差情報抽出の
原理が利用できないとが分る。この原理を拡張し
て利用する為には信号点遷移を第４図ａの様な３
００，３０２，３００または３０１，３０３，３
０１の様なＩ、Ｑ両成分ともに対称に変化するも
ののみを抽出する必要がある。
このようにすれば、前述したキヤリア位相誤差
に帰因する問題点は解決される。
に帰因する問題点は解決される。
（実施例）
第７図は本発明の一実施例のブロツク図を示す
図である。
図である。
図中、第３図と同一の参照番号を付したもの
は、第３図の同一番号の構成要素と同一である。
第３図の構成と異なるのは端子１００からＩ成分
の変化の他に端子１１０からのＱ成分の変化も検
出する必要があり、そのために１，３と同一のサ
ンプラ及び識別器を用いることと、検出器４の構
成をＱ成分の変化も対称であることを検出する機
能を付加するように変更する必要がある。４′が
その為の新しい検出器であるが、その中には第３
図のブロツク４かそのまま構成要素として含まれ
ており端子１０５，１０２で外部と接続されてい
る。さてＱ側の信号変化の対称性を検出する為に
遅延回路４７，４８及び加算器４９、絶対値回路
５０が用いられている。Ｑ側が（＋１、−１、＋
１）又は（−１、＋１、−１）の様に対称に変化し
た場合には第３図のブロツク４の絶対値回路４４
と同様に２が出力され、それ以外の時には零が出
力される。この出力と従来のブロツク４からの出
力がアンド回路５１で論理積がとられ、第４図ａ
の様にＩ、Ｑ両成分とも対称に信号点遷移が行な
われた時にのみ検出器４′の出力が高位レベル(H)
になる。この高位レベル信号は掛算器７へ導か
れ、正しいクロツク位相差情報のみを出力端子１
０１へ供給する役割をはたす。
は、第３図の同一番号の構成要素と同一である。
第３図の構成と異なるのは端子１００からＩ成分
の変化の他に端子１１０からのＱ成分の変化も検
出する必要があり、そのために１，３と同一のサ
ンプラ及び識別器を用いることと、検出器４の構
成をＱ成分の変化も対称であることを検出する機
能を付加するように変更する必要がある。４′が
その為の新しい検出器であるが、その中には第３
図のブロツク４かそのまま構成要素として含まれ
ており端子１０５，１０２で外部と接続されてい
る。さてＱ側の信号変化の対称性を検出する為に
遅延回路４７，４８及び加算器４９、絶対値回路
５０が用いられている。Ｑ側が（＋１、−１、＋
１）又は（−１、＋１、−１）の様に対称に変化し
た場合には第３図のブロツク４の絶対値回路４４
と同様に２が出力され、それ以外の時には零が出
力される。この出力と従来のブロツク４からの出
力がアンド回路５１で論理積がとられ、第４図ａ
の様にＩ、Ｑ両成分とも対称に信号点遷移が行な
われた時にのみ検出器４′の出力が高位レベル(H)
になる。この高位レベル信号は掛算器７へ導か
れ、正しいクロツク位相差情報のみを出力端子１
０１へ供給する役割をはたす。
なお以上の説明においては、第２図を用いて説
明した原理を主として複素信号の実部に対して適
用し、クロツク位相誤差の問題を克服するために
さらに虚部の信号をも用いた例についてのみ説明
したが、複素信号の実部、虚部は受信側において
任意に選択できるので、実部、虚部を入換えて本
発明を実施することも可能であることは、以上の
説明から明らかである。
明した原理を主として複素信号の実部に対して適
用し、クロツク位相誤差の問題を克服するために
さらに虚部の信号をも用いた例についてのみ説明
したが、複素信号の実部、虚部は受信側において
任意に選択できるので、実部、虚部を入換えて本
発明を実施することも可能であることは、以上の
説明から明らかである。
（発明の効果）
本発明によつて小数のデイジタル素子のみによ
つて、複素信号データのクロツク位相制御が平易
に行うことができる。
つて、複素信号データのクロツク位相制御が平易
に行うことができる。
第１図は２値のデータ伝送波形を説明するため
の図、第２図はクロツク位相差情報を抽出する原
理を説明するための図、第３図は（実信号）ベー
スバンド信号に対するクロツク位相差検出器の構
成図、第４図，第５図は４相位相変調波の信号点
変化をキヤリア位相差のない場合と有る場合との
２つの場合を示した図、第６図は第４図、第５図
に示された信号点変化を実部（Ｉ）成分のみの変
化で観測した波形を示した図、第７図は本発明の
一実施例を示すブロツク図である。 図中、１……第１のサンプラ、１′……第２の
サンプラ、２……第３のサンプラ、３……第１の
識別器、３′……第２の識別器、４′……検出器、
５……振幅差検出器、６……掛算器、をそれぞれ
示す。
の図、第２図はクロツク位相差情報を抽出する原
理を説明するための図、第３図は（実信号）ベー
スバンド信号に対するクロツク位相差検出器の構
成図、第４図，第５図は４相位相変調波の信号点
変化をキヤリア位相差のない場合と有る場合との
２つの場合を示した図、第６図は第４図、第５図
に示された信号点変化を実部（Ｉ）成分のみの変
化で観測した波形を示した図、第７図は本発明の
一実施例を示すブロツク図である。 図中、１……第１のサンプラ、１′……第２の
サンプラ、２……第３のサンプラ、３……第１の
識別器、３′……第２の識別器、４′……検出器、
５……振幅差検出器、６……掛算器、をそれぞれ
示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信された複素信号（入力信号）のクロツク
信号の位相誤差を検出するクロツク位相誤差検出
器であつて、 (a) 前記クロツク信号の零位相で前記入力信号の
実部、虚部のいずれか一方をサンプルする第１
のサンプラと他方をサンプルする第２のサンプ
ラ、 (b) 前記クロツク信号のπ位相で前記入力信号の
実部、虚部のいずれか一方をサンプルする第３
のサンプラ、 (c) 前記第１のサンプラ出力の符号識別を行う第
１の識別器と前記第２のサンプラ出力の符号識
別を行う第２の識別器、 (d) 前記第１、第２の識別器出力が、その現時刻
での値と２クロツク周期前の値と各々等しく、
かつ前記第１の識別器出力の現時刻での値と１
クロツク周期前の値が異なる場合に検出信号を
出力する検出手段、 (e) 前記第３のサンプラ出力の現時刻での値と１
クロツク周期前の値との振幅差を検出する振幅
差検出器、 (f) 該振幅差検出器出力に前記第１のサンプラ出
力の１クロツク周期前の値の極性を掛けた値を
求め、前記検出手段が検出信号を出力したとき
にのみ、前記掛けた値をクロツク位相誤差とし
て出力する手段、 とから少なくとも構成されることを特徴とするク
ロツク位相誤差検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105749A JPS60249451A (ja) | 1984-05-25 | 1984-05-25 | クロツク位相誤差検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59105749A JPS60249451A (ja) | 1984-05-25 | 1984-05-25 | クロツク位相誤差検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60249451A JPS60249451A (ja) | 1985-12-10 |
| JPH0535617B2 true JPH0535617B2 (ja) | 1993-05-27 |
Family
ID=14415894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59105749A Granted JPS60249451A (ja) | 1984-05-25 | 1984-05-25 | クロツク位相誤差検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60249451A (ja) |
-
1984
- 1984-05-25 JP JP59105749A patent/JPS60249451A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60249451A (ja) | 1985-12-10 |
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