JPS6025178A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ２　・　−・ 産業上の利用分野 本発明は一般家庭において使用される誘導加熱を応用し
た誘導加熱調理器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 従来、この種の誘導加熱調理器は第１図のように、商用
電源１に電源ヌイッチ２を介して接続された整流器３の
出力端子には、チョークコイ／Ｌ／４と第１のフィルタ
コンデンサ６の直列回路が接続され、コンデンサ６の両
端には加熱コイ）ＶＦ６と共振コンデンサ７の並列共振
回路と、トランジスタ８とフライホイールダイオード９
の逆並列回路の直列回路が接続されている。トランジス
タ８が超可聴周波数でスイッチング動作をすることによ
り、加熱コイ／Ｉ／６は高周波磁界を発生し鍋に渦電流
を発生させジュール熱を発生させる。従ってチョークコ
イ）ｖ４、加熱コイル６、コンデンサ６．７、トランジ
スタ８及びダイオード９が周波数変換装置１ｏを構成し
ている。

周波数変換装置１０からの高周波雑音が電源へ流出する
のを軽減するために第２のフィルタコン３　ベージ デンサ１１が整流器３の出力端子に接続されている。

トランジスタ８に周期的な駆動信号を発生する駆動回路
１２は、整流器３の入力端子から電源を供給されトラン
ジスタ８を超可聴周波数でスイッチングさせる。上述の
基本的な加熱動作に加えて実際の調理時には出力を任意
に可変し設定することが必要であシ、そのために駆動回
路１２の出力信号の周波数を変化させていた。その場合
、煮込み料理にも適する様に出力の可変中を大きくとる
には周波数の変化中も極めて大きくなシ、妨害波雑音周
波数の広域化のために妨害雑音を受ける機器が多くなっ
たり、スイッチングトランジスタ８に高速のスイッチン
グ時間が必要となった。又、出力可変の別の手段として
周波数変換装置１ｏの発振を周期的にオン、オフさせ通
電比率を制御するデユーティ制御手段がある。この方式
の欠点としては、デユーティ制御の毎周期の起動時に発
生する鍋音が周期的に発生し耳障りとなることである。

ここで起動時の鍋音の原因は、コンデンサ５゜１１の蓄
積電荷がトランジスタ８の導通時に加熱コイ／Ｌ／６を
流れる時に鍋が機械的に振動することに起因する。従っ
て起動時のコンデンサ６の電圧が高い程、鍋音も高くな
る。

第１図の回路構成では、トランジスタ８がオフ（非発振
時）しているとコンデンサ１１，７は電源１の最大値迄
充電されているため上述の鍋音は極めて高いものとなる
問題があった。

発明の目的 本発明はかかる従来の問題を解消し鍋音が発生しないデ
ユーティ制御手段により出力設定の可変ｌ〕を大きくし
た誘導加熱調理器を使用者に供するものである。

発明の構成 本発明の誘導加熱調理器は商用電源に接続された整流器
の整流出力端子にチョークコイルと第１のフィルタコン
デンサとを接続し、この第１のフィルタコンデンサの両
端に加熱コイルトＪｆ［コンデンサの共振回路とそれを
励振する第１のスイッチング手段を接続し、かつ前記フ
ィルタコンデン５　ベージ ザに整流素子を逆並列接続して構成した周波数変換装置
と、整流器の整流出力端子に第２のフィルタコンデンサ
と第２のスイッチング手段を直列接続したフィルり回路
と、商用電源の零電圧時点に同期して反転する零点同期
回路と、零点同期回路の出力によシ第２のスイッチング
手段へオン信号を供給すると共に第１のスイッチング手
段へ周期的なオン信号を供給する駆動回路と、この駆動
回路の作動の開始を遅延させる遅延回路とを有したもの
である。

実施例の説明 以下、本発明の一実施例について添付図面をもとに説明
する。第２図は本発明の基本回路であシ、商用電源１に
電源ヌイッチ２を介して接続された整流器３の整流出力
端子にチョークコイ／ｌ／４と第１のフィルタコンデン
サ５とを接続し、この第１のフィルタコンデンサ６０両
端に、加熱コイ）ｖ６と共振コンデンサ７の共振回路と
、それを励振する第１のスイッチング手段１３を接続し
、かつ、前記フィルタコンデンサ５に整流素子１４を逆
並６　”−ジ 列接続して構成した周波数変換装置１ｏと、整流器３の
整流出力端子に第２のフィルタコンデンサ１゛１と第２
のスイッチング手段１６を直列接続したフィルり回路と
、商用電源１の零電圧時点に同期して反転する零点同期
回路１６と、零点同期回路１６の出力により第２のスイ
ッチング手段１６ヘオン信 手段１３へ周期的なオン信号を供給する駆動回路１７と
、この駆動回路１７の作動の開始を遅延させる遅延回路
１８とを有したものである。

次に第３図によシ具体回路を説明する。第１のスイッチ
ング手段１３はＮＰＮ　）ランジスタ８とフライホイー
ルダイオード９の逆並列接続で構成されておシ、第２の
スイッチング手段１６はサイリスタ１９とダイオード２
０の逆並列接続で構成されている。

ここでトランジスタ８やサイリスタ１９は制御信号によ
シ作動するスイッチング素子であれば特に限定されるも
のでなく、例えば電界効果トランジスタ（Ｆ　Ｅ　Ｔ）
やゲートターンオフサイリスタ７　ページ （Ｇ　Ｔ　Ｏ）などを用いても何ら動作に支障ない。

零点同期回路１６は整流器３の交流入力端子に接続され
た電源トランス２１を有している。その二次巻線はモン
タタップを有しておシダイオード２２．２３によって単
相全波整流された整流出力は分圧抵抗２４．２５によっ
て分圧された後、トランジスタ２６のベースに接続され
ている。又、ダイオード２２．２３のカソード端子には
、さらにダイオード２７と平滑コンデンサ２８が接続さ
れておシ、その平滑された直流電圧は抵抗２９とゼナダ
イオード３ｏとにより安定化され、他の電子回路の定電
圧電源となっている。

トランジスタ２６のコレクターエミック間ニ発生する零
ボルト同期パルヌはＤ−フリップフロップ３１　（例え
ば日本電気■製のＮＰＤ４０１３など、以下Ｄ　−Ｆ／
１ｒと略す。）のクロック入力端子に接続され、又その
データ入力端子には発振制御スイッチ３２により発振時
には高レベルの入力が供給されている。Ｄ−Ｆ／ｙｓ１
の出力端子からは制限抵抗３３を介してサイリスタ１９
のゲート端子ヘトリガ信号が供給されると共に遅延回路
１８の入力抵抗３４へ出力が供給される。

Ｄ−Ｆ／Ｆ３１からの出力信号は遅延回路１８を構成す
る抵抗３４とコンデンサ３５から成る積分回路と、コン
デンサ３５の端子間に接続されたゼナダイオード３６と
トランジスタ３７から成る電圧検出回路に供給される。

駆動回路１７はパルヌ出力を周期的に発生するパルス発
生回路であれば特に限定されないが、本実施例では、ト
ランジスタ３８，３９で構成される非安定マルチバイブ
レークを用いている。ここでトランジスタ３８のエミッ
タ端子はトランジスタ３７のコレクタ端子に接続されて
いて、トランジスタ３７が導通するまでは１−ランジヌ
ク３８はオフしトランジスタ３９はオンしているので１
−ランジスタ８にはベース電流が供給されていす周波数
変換装置１ｏは全く励振されていない。トランジスタ３
７がオンすると同時にトランジスタ３９は所定の時間だ
けオフＬｉ抗４０，４１を介してトランジスタ８にべ一
ヌ電流を流し、以後、非安定マルチバイプレー９　ベー
ジ タの出力周波数に応じて周波数変換装置１ｏは励振され
、加熱コイ）ｖ６は鍋（図示せず）を誘導加熱する。

その動作を第４図に従って説明する。第４図ａは商用電
源１を実質的に全波整流したダイオード２２．２３のカ
ソード端子電圧を示す。この電圧は抵抗２４を介してト
ランジスタ２６のベース端子へ供給されるため、電源の
零ボルト時にはベース電流がなくなシトランジスタ２６
がオフシ、第４図すの正のパルスをＤ　−Ｆ　／　ｙ　
３１のクロック入力端子へ毎サイクル供給している。一
方、発振制御ヌイッチ３２が任意の位相でオンされ第４
図Ｃのように任意の繰シ返し波形をＤ−Ｆ／Ｆ３１へ入
力するとクロック入力の立上がり点に同期して第４図ｄ
のように出力が発生する。従ってＤ　−Ｆ　／　Ｆ　３
１の出力の立上がシ及び立下がシは必ず電源の零点に同
期する。ここで発振信号の制御をヌイッチ３２で図示し
ているが、ここに非安定マルチバイブレークのような構
成で容易に得られる低周波発振器の出力を代わりに接続
し、その出力１０　／；−、：・ パルス巾を可変することによって第４図ｄの出力波形の
繰返し周期や時間比率を任意に設定することは可能であ
る。

Ｄ　−Ｆ　／　Ｆ　３１の出力（第４図ｄ）が立」−が
ると同時に抵抗３３を介してゲート電流が流れサイリス
タ１９が導通する。その時、コンデンサ５の端子電圧は
まだトランジスタ８が導通していないので第４図にのよ
うに、はぼ商用電源の最大値に等しい電圧であるが、サ
イリスタ１９が導通することによシチョークコイ／Ｉ／
４とで直列共振回路を構成し振動する。その振動の最下
点を零近辺にすることは、その直列共振回路の損失分が
少なければ容易であるので、最下点近傍に同期してトラ
ンジスタ８がスイッチングを開始すれば、加熱コイ）ｖ
６に流れる電流は極めて低い値から起動することが可能
となシ鍋の渦電流も零から立上がるソフトスタートとな
シ鍋の音が発生しない。

しかし、コンデンサ６の最下点を零にする様にチョーク
コイ）Ｖ４やコンデンサ１１、サイリスタ１９の回路の
抵抗分を低減させた場合、バラツキ１１　ページ によってはコンデンサ６の電圧が共振によシ負になる場
合が予想される。その場合、コンデンサ６゜ダイオード
９．加熱コイ／Ｉ／６の閉ループが生じるため、トラン
ジスタ８が導通しなくても加熱コイＡ／６に電流が流れ
、起動前に鍋音が発生してしまう恐れがある。それに対
して本実施例ではコンデンサ６に逆並列にダイオード１
４を接続し逆電圧の発生を防止している。ダイオード１
４の電流を第４図ｊに示す。このダイオード１４によシ
、コンデンサ６の電圧を完全に零（厳密には約θ１ｖ発
生するがそれはダイオード９の順方向電圧と一致するた
め加熱コイル６には電流が流れない。）にすることが出
来、鍋音の発生を防止することが出来る。コンデンサ６
の電圧は、コンデンサ１１によシ一旦零に低下するが商
用電源１の電圧が位相の進捗を共に上昇するので、第４
図にのように再上昇する。Ｄ−Ｆ／Ｆ３１の出力（第４
図ｄ）は抵抗３４とコンデンサ３６の積分回路に印加さ
れ、コンデンサ３５は第４図ｅの波形となる。ここでゼ
ナダンオード３６の降伏電圧を破線で示すと、出力トラ
ンジスタ３７は第４図ｆのようにオン、オフとなる。

トランジスタ３７がオンする時点を、コンデンサ５の電
圧が零から立上った時点に設定すると、第４図ｑのよう
にトランジスタ８のコレクタ電圧は零から徐々に立上が
り、結果として加熱コイル６の電流波形（第４図ｈ）も
ソフトスタートすることが可能である。一旦起動すると
、コンデンサ６の端子電圧は第４図にのように高リップ
ル電圧波形となり、同時にコンデンサ１１の電圧も第４
図ｉのように高リップル電圧となる。従って、Ｄ−Ｆ／
Ｆ３１の出力波形の立下がシが零点に同期しているので
、停止時にも加熱コイ）ｖ６の電流とコンデンサ１１の
電圧も零である。このため、停止時にも鍋音が発生せず
、且つ、コンデンサ１１の電圧も零であるので、次に起
動する際に再びコンデンサ６の電荷を移すことが出来、
再起動時の鍋音発生を防止することが出来る。このこと
は、連続発振の出力より、ごくわずかだけ出力を下げた
い場合の時間比制御では発振停止サイクル１３　ページ が１サイクルの場合があシ得るが、その場合でも鍋音の
発生を防止できるということである。

発明の詳細 な説明したように、本発明の誘導加熱調理器は、 ■　起動時の鍋音を防止して使用者に不快感を与えない
。

■　デユーティ制御（時間比制御）時に、広範な出力設
定をしても、上記鍋音が発生しない。

■　起動時に、コンデンサの短絡電流がスイッチング素
子に流れないため、素子の信頼性や経済性が高い。

などの効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の誘導加熱調理器の構成を示す回路図、
第２図は本発明の誘導加熱調理器の回路図、第３図は同
誘導加熱調理器の一実施例を示す回路図、第４図は第３
図の実施例の動作波形を示す波形図である。 ５・・・・・・フィルタコンデンサ、６・・・・・・加
熱コイル、１４　ベーラ゛ １ｏ・・・・・・周波数変換装置、１３・・・・・・第
１のヌイッチング！、１５・・・・・・第２のスイッチ
ング手段、１６・・・・・・零点同期回路、１７・・・
・・・駆動回路、１８・・・・・・遅延回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 商用電源に接続された整流器の整流出力端子にチョーク
   コイルと第１のフィルタコンデンサとを接続し、この第
   １のフィルタコンデンサの両端に、加熱コイルと共振コ
   ンデンサの共振回路とそれを励振する第１のスイッチン
   グ手段を接続し、かつ前記フィルタコンデンサに整流素
   子を逆並列接続して構成した周波数変換装置と、整流器
   の整流出力端子に第２のフィルタコンデンサと第２のス
   イッチング手段を直列接続したフィルタ回路と、商用電
   源の零電圧時点に同期して反転する零点同期回路と、零
   点同期回路の出力によシ第２のスイッチング手段へオン
   信号を供給すると共に第１のスイッチング手段へ周期的
   なオン信号を供給する駆動回路と、この駆動回路の作動
   の開始を遅延させる遅延回路とを有した誘導加熱調理器
   。