JPS6025923B2 - 圧電共振器形発振装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は圧電結晶を共振器として用いる発振回路に関し
、特に該共振器用の付勢回路に関する。

本出願人の保有に係る米国特許第３斑５５２７において
は、圧電結晶を共振器として用いる発振回路が記載され
ているが、このものにおいては、ＭＯＳ−ＦＥＴ形の電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の対が包含され、第１の
ＭＯＳ−ＦＥＴは、その絶縁ゲートが圧電結晶の絶縁ゲ
ートに接続され、第２のＭＯＳ−ＦＥＴは、その絶縁ゲ
ートが電源電池端子間に接続された抵抗形分圧器により
固定的にバイアスされている。第１のＭＯＳ−ＦＥＴの
ゲート用のバイアス抵抗は、圧電結晶を分路する容量形
分圧器と直列に電池端子間に接続され、該容量性分圧器
の１つのタップは第１のＭＯＳ−ＦＥＴのソースと第２
のＭＯＳ−ＦＥＴのドレィンの間の接合点に接続される
。第１のトランジスタのみが、コルピッッ発振装置に必
須の能動要素として働く電子的スイッチを構成し、第２
のトランジス外まスイッチングＭＯＳ−ＦＥＴに供給さ
れる電流を制御するだけである。前述の米国特許におい
ては、連続的に電流導通させる第２のトランジスタが電
池により供繋合されるェネルギの約２分の１を消費し、
該第２のトランジス外こおいて消費される電力は平均ド
レイン電圧と電流の積により与えられる。

この先行発明のシステムにおける全体的な効率は０．３
（３０％）のオーダーであり、上限値で約０．４（４０
％）である。本発明の主な目的は、前述の米国特許に記
述されるような形式の発振装置を改良した発振装置であ
って、０．８（８０％）のオーダーの増大された効率を
もって動作するもの、を得ることにある。

本発明の他の目的は、集積回路技術により、単位モジュ
ールとして、便利な形態に実現されるこの種の発振装置
を得ることにある。本発明においては、圧電共振器形発
振装置であって、該装置は下記の各要素、すなわち、第
１および第２の端子を有する圧電共振器、予め定められ
た電圧範囲を形成する電位をもつ基準極および作動極を
もつ直流供給源、同一導電形態の第１および第２の電界
効果トランジスタであって、その各個がソース、ドレィ
ンおよび絶縁ゲートを有し、該複数個の電界効果トラン
ジスタは直列形の電界効果トランジスタ対を形成し、該
トランジスタ対においては第１のトランジスタのドレィ
ンは該作動極に接続され第２のトランジスタのソースは
該基準極に接続され、第１のトランジスタのソースは第
２のトランジスタのドレィンと接合点を形成するもの、
容量性電圧分割器であって、該接合点に接続されるタッ
プを有し、第１のトランジスタのゲートと第２のトラン
ジスタのソース間に挿入されるもの、第１のトランジス
タのゲートから該第１の端子へと延びる接続導体、該第
２のトランジスタのゲートと該共振器の第２の端子との
間に接続された結合コンデンサ、該第２のトランジスタ
のゲートと該基準樋との間に接続されたさらなるコンデ
ンサ、第１のバイアス手段であって、第１のトランジス
タのゲートに接続され、該電圧範囲内の電位を供孫合す
るもの、および、第２のバイアス手段であって、第２の
トランジスタのゲートに接続され、該電圧範囲外の電位
を供繋合するもの、を具備する圧電共振器形発振装置、
が提供される。

本発明においてはまた、圧電共振器形発振装置であって
、該装鷹は下記の各要素、すなわち、対向端子の第１お
よび第２の対を有する氏電共振器、予め定められた電圧
範囲を形成する爵位をもつ基準極および作動極をもつ直
流供Ｖ給源、該直流供給源の端子間に並列に接続された
直列接続電界効果トランジスタの複数の対であって、該
直列接続電界効果トランジスタ対の各個は同一導電形態
の第１および第２の電界効果トランジスタを包含し、該
電界効果トランジスタの各個はソース、ドレィン、およ
び絶縁ゲートを有し、第１のトランジスタのドレィンは
該作動極に接続され、第２のトランジスタのソースは該
基準極に接続され、第１のトランジスタのソースは第２
のトランジスタのドレィンと接合点を形成するもの、容
量性電圧分割器の対であって、該電圧分割器の各個は該
電界効果トランジスタ対の各個の接合点に接続されるタ
ップを有し、該電圧分割器の各個は該電界効果トランジ
スタ対の各個における第１トランジスタのゲートと第２
トランジスタのソースの間に挿入されるもの、該電界効
果トランジスタ対の各個における第１のトランジスタの
ゲートから該共振器のそれぞれの端子へと延びる接続導
体、該電界効果トランジスタ対の各個における第２のト
ランジスタのゲートと該共振器の反対側の端子との間に
それぞれ接続された結合コンデンサ、該電界効果トラン
ジスタ対の各個における第２のトランジスタのゲートと
該基準極との間にそれぞれ接続されたさらなるコンデン
サ、第１のバイアス手段であって、該電界効果トランジ
スタ対の各個における第１のトランジスタのゲートに接
続され、該電圧範囲内の電位を供給するもの、および、
第２のバイアス手段であって、該電界効果トランジスタ
対の各個における第２のトランジスタのゲートに接続さ
れ、該電圧範囲外の電位を供給するもの、を具備する圧
電共振器形発振装置、が提供される。

本発明の実施例が、図面を参照しつつ、以下に詳細に記
述される。

第１図においては、直列接続されたＭＯＳ−ＦＥＴＴ，
およびＴ２の対への直流電源として働く電池Ｐが示され
る。

電池の負極は、基準極として働き、零（接地）電位にあ
り、基準バスＭに接続されるが、該基準バスはＭＯＳ−
ＦＥＴＴ２のソースに接続される。電池の作動正極はＭ
ＯＳ一ＦＥＴＴ，のドレィンに接続され、該ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴのソ−スはＭＯＳ−ＦＥＴＬのドレインと共に接合
点ｃを形成する。ＭＯＳ−ＦＥＴＴ，の絶縁ゲートは一
方では、高オーム抵抗Ｒａを経由して正バイアス電位電
源ＶＱに接続され、他方では圧電結晶Ｑの右側端子に接
続されるが、該圧電結晶の左側端子は直列接続コンデン
サＣ８およびＣ４の対を具備する容量形分圧器を経由し
てバスＭに接続される。分圧器に３，Ｃ４のタップはＭ
ＯＳ−ＦＥＴのゲートｂに接続され、また、高オーム抵
抗Ｒｂを経由してバイアス電位源Ｖｏｂに接続される。
接合点ｃはゲートａとバスＭの間に接続された直列接続
の２個のコンデンサＣ，およびＣ２から成る他の容量形
分圧器の１つのタップに接続される。バイアス電位Ｖｏ
ａは電源Ｐの電位により定まる電圧範囲内にあり、また
、バイアス電位Ｖｏｂは前述の電圧範囲外にある。

それゆえ、電位Ｖｏａは電池Ｐの端子間に接続された抵
抗形分圧器から容量に得ることができるが、電位Ｖｏｂ
を得るには別個の電源が必要である。圧電結晶により制
御される発振器の効率は下式のように定められることが
できる。

Ｐｔ ｍり＝耳 ここに、Ｐｔは全出力ェネルギをあらわし、Ｐｅは供給
ェネルギであり、この場合に下式が成立する。

Ｐｔ＝ＰＲ＋Ｐｃ ‘２
１ここに、ＰＲは圧電共振器中で消費される実効電力、
Ｐｃは発振器によって制御される回路中で消費される実
効電力である。

この場合に下式が成立する。Ｐｅ＝ＰＲ＋Ｐｃ＋Ｐ。

（３ｌで表わされ、ここでＰｏ
は電力供給回路におけるェネルギ消費である。下記に記
載される回路は、前掲の式の後方の項Ｐｏの値を非常に
小さなレベルに維持し、そうして結果として高効率を得
ようとするものであり、この効率は、この関係式‘１｝
において、ＰｔおよびＰｅが式■および｛３’で与えら
れる対応値で置換される場合には、ＰＲ＋Ｐｃ 刀＝ＰＲ＋ＰＣ＋Ｐ。

の関係式で定められる。

第１図に示す実施例では、発振器は、圧蝿共振器Ｑであ
って例えば数メガヘルツの固有周波数を有する水晶など
であるもの、および絶縁制御電極またはゲートをもつ２
個の電界効果トランジスタＴ，とＬ回路、それらのトラ
ンジスタは亀界効果トランジスタおよび４個のコンデン
サＣ，，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を有する付勢回路を具備する
。

これらのトランジスタおよびコンデンサはＰ型結晶内に
統合されたｎ＋型領域により実現される。図面から判る
ように、トランジスタＴ，およびＬは直列に接続され、
必要に応じて直流電圧糠Ｐによって供Ｖ給されるが、そ
の電源は回路の共通点ＯＭへ接続され、正極はトランジ
スタＴ，のドレンへ接続されている。

トランジスタＴ，とＴ２が直列に設けられていることを
考慮すると、回路の共通点ＯＭに接続されているのは後
者の電源である、電源Ｐの負極であることに注意された
い。コンデンサＣ，，Ｃ２およびＣ３，Ｃ４は２個づつ
直列に接続され、端部によって共通点ＯＭへ接続され、
かつ他の端部によって分割器Ｃ，，Ｃ２に対しては（図
面では上部）共振器Ｑの右電極、また分割器に３，Ｃ４
に対してはその共振器の左鰭極へ接続された、２個の電
圧の容量分割器を形成するようになつている。分割器に
，，Ｃ２の中間点はトランジスタＴ，とＴ２の中間点ｃ
に接続されている。

更に、この分割器の上端ａはトランジスタＴ，の制御絶
縁電極に接続されている。分割器に３，Ｃ４の中間点ｂ
はトランジスタＬの制御絶縁電極に接続されている。し
たがって前述の点からトランジスタＴ，とＴ２はその制
御電極によって、かつ少なくとも間接的に共振器Ｑの異
なる電極に接続されることになる。このように、共通点
ＯＭに関して回路の点ｂに現われる電圧Ｖｂは、点ａに
現われる電圧Ｖａについ１ て位相点で常に反対となる
。したがって、このことは相互にトランジスタＴ，とＬ
は導通状態におかれ、ａ点およびｃ点間、それに点ｂお
よび共通点ＯＭ間での電位差は関連するトランジスタの
しきし、値電圧ＶＴで高くなるということである。電流
が最大になるとき、それぞれのトランジスタのソースー
ドレィン電圧は最４・点を通過し電力の消費はこれらの
トランジスタ中で最小となる。トランジスタのＴ，が導
電すると、発振の持続に必要なエネルギーを供給し、ト
ランジスタ丸は阻止される。トランジスタＴ２が導通し
たときにはじめて、発振が維持され、トランジスタＬが
阻止される。これらトランジスタのそれぞれの動作は周
期的に反転される。

第２図から判るように、第１図の回路の点ａ，ｂおよび
ｃの電圧Ｖ．，ＶｂおよびＶｃはベクトル形式で示され
ている。

直流爵位の所望値をａおよびｂ点に設定するために、こ
こで前記ａ点およびｂ点はトランジスタＴ，の制御電極
およびトランジスタＴ２の制御電極にそれぞれ接続され
ているのであるが、直流蟹圧ＶｏａあるいはＶｏｂ（第
２図）によって、それらの点を高い値のインピーダンス
を横切るように分極する。

第１図で、それらのインピーダンスは抵抗Ｒ．およびＲ
ｂで表わされている。これらの特定の場合には、正電圧
ｙｏは抵抗で形成される電圧分割器のおかげで容易に得
られる。負電圧Ｖｏに対しては、補助電圧源を適宜用い
る。前記した発振器出力は持続回路ａ，ｂまたはｃ点に
無差別におくことができる。

この場合、それぞれにおいて、得られた信号は接地点Ｍ
に対して異なる振幅を呈する。有利にするために、また
第１の変形形態によれば、発振器は第３図に示された種
類の対称構造で実現することができる。第３図から判る
ように、発振器の付勢回路はここでは、電子構成要素Ｔ
，，Ｔ２，Ｃ，，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４およびＴ，′，Ｔ２
′，Ｃ，′，Ｃ２′，Ｃ３′，Ｃ４′の２つの集合体で
表わされ、それぞれが、それ自体によって、第１図の発
振器の付勢回路のその構成要素の数および構成などの性
質の点で、すべての点で類似している。

集合体の１つの構成要素は、発振器においては他の集合
体の構成要素によって占められるものとは、庄電共振器
に関して対称位置となっていることに注意されたい。し
たがって、トランジスタＴ，およびＴ２の制御電極は前
述のように少なくとも間接的に、均一トランジスタＴ′
およびＴ２′の制御電極に接続された電極とは逆となっ
ている共振器の電極に接続されている。認識マークは図
面では一対ずつのコンデンサＣ，，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４；
Ｃ，′，Ｃ２′，Ｃ３′，Ｃ４′を直列に配列すること
により形成される鰭圧の容量分割器の上端に対して、な
されている。

分割器Ｃ，，Ｃ２の中間点はトランジスタＴ，，Ｔ２の
連結点Ｃに接続されているが、分割器Ｃ，′，Ｃ２′の
中間点はトランジスタＴ，′，Ｔ２′の同類連結点Ｃ′
に授精されるということを付言する。更に種類のトラン
ジスタの制御電極のバイアスは、トランジスタＴ，，Ｔ
２およびトランジスタＴ，′，Ｔ２′に対して、それぞ
れのトランジスタに固有なインピーダンスＲ．およびＲ
ｂ、あるいはＲａ′、およびＲｂ′にかかる鰭圧Ｖｏａ
およびＶｏｂにより行なわれることに注意されたい。

電圧ＶｏａおよびＶのは、第１図を参照して記載された
ものと同じ態様で得られる。前述の回路の場合では、２
つのトランジスタＴ，およびＬ′は短時間の間に導通し
、一方トランジスタＴ，′およびＴ２は逆に阻止される
。

回路出力はａおよびを点またはｂおよびｂ′点ならびに
またＣおよびＣ′点にあるようにしてもよい。いずれも
の場合、それぞれ一対の対称信号点および差異振幅を接
地点Ｍに対してもつようにする。本発明の一実施例によ
る発振器の持続回路効率は下記の態様で計算することが
できる。

‘２）式により定まる出力の全盛力は下記のようにも表
わすことができる。

但し、Ｖａは位相による出力の電圧振幅であり、Ｒｐは
亨−Ｒ三。

十主 ‘６’で与えられる。

但しＲｐｏは周知の関係式に対応する水晶の並列等価抵
抗であり下記の式で表わされる。１
‘７， Ｒｐ。

：の２．〔Ｃ。十ＣＴ〕２．ＲＳ但し、Ｃｏ：水晶の静
電容量 ＣＴ：水晶の並列回路の容量 Ｒｓ：水晶の等価直列抵抗 Ｒｃ：発振器により制御される回路を表 わす並列抵抗 ‘５’式に戻って、この抵抗Ｒｐは次式により定められ
る。

Ｒｐ＝２．等 ■′ 位相による並列等価抵抗Ｒｐｐ、すなわち回路のａ点と
接地Ｍ点闇あるいはａ′およびＭ間の抵抗は、したがっ
て、次式のようになる。

Ｒｐｐ＝学 識 ｃ点とＭ点間の等価抵抗は ＲＣ＝〔Ｃ；章三〕２・ＲＷ 【９’となる。

回路のそれぞれのトランジス外ま発振器の発振を持続す
るように働く電流ィンパルスを周期的に通過させる。

すべてのトランジスタの制御状態が顕著に同じであり、
かつその特性が一致する場合に、トランジスタＴ，およ
びＴ２によって与えられるィンパルスｉ，およびｉ２は
共振装置回路に対して第４図のように示すことができる
。この同じ図面ではインパルスｉ，のフーリエ級数解析
により得られる基本成分（正弦波曲線）が示されている
。ィンパルスｉ２に対しても同様な方法で得られる基本
成分は先のものと一致し、かつそれらと位相においても
一致する。このことから、２つのィンパルスの基本成分
は加えられる。鰭圧Ｖｃをもった位相であるので、この
基本成分の振幅の和ｉｔが前記の電圧と共に発振を維持
するために必要な電力を供給するのである。各トランジ
スタはこの電力の１／４を供給するので、下記のように
等価抵抗Ｒｃ′で負荷されることを考慮してよい。Ｒｃ
′＝２Ｒｃ ００
第５図の図は絶縁制御電極をもっている電界効果トラン
ジスタの電流−電圧、ソースドレィンＶｓ○の特性を示
し、これはしきい値電圧を超える制御ソース電極電圧Ｖ
ｓｃに対するものである。

ｉｐ値は上述したすべての型式のトランジスタにかかる
点の電流値およびいわゆる「リミット」のソースドレイ
ン電圧ＶｓｏＬである。つまり、瞬間値が一番微弱であ
る値である。この電圧はｉｐ値の電流に対して得られる
。電圧Ｖｃは ＶＣ＝ＲＣ′−妻 （１１） と表わすことができる。

但し、Ｒｃ′は式ＯＱの等価抵抗でありｌｔ ．
（１２）寮＝１ｐ‐ｆ（ひ）で
ある。

但し、ここで川よトランジスタの制御電圧がしきし、値
電圧を超える時点とこの電圧が最大値に達する時点の間
の時間差に相当する角度値である。

（１１）式および（１２）式を組合わせることによつて
Ｖｃ ． （１３）豆；
＝１ｐ●ｆ（ａ）が得られる。

関数ｆ（０）はトランジスタの特性に左右される。

トランジスタの特性が知られている場合にはフリ増派よ
って基本成分の振幅芸を決定することができる。

ＶｓｏＬおよびｉｐにより、リミット内部抵抗Ｒ，Ｌを
下記のように定めることができる。

Ｒ；Ｌ＝羊 （１４） 高効率を得るためには、ＶｓｏＬの値を非常に小さく選
定するとよい。

（正常には、電圧の１び分の１のオーダーである。）こ
のような電圧を選定することによって、電圧の最大振幅
Ｖｃはこれによってかつ電源電圧によって与えられる。

すなわち、守−ＶＳＤＬ＝ＶＣ （１５） 更に ム生，ｆ（８） （ー６） Ｒｃ′ ＲｉＬ この２つの式（１５），（１６）により、が得られる。

コンデンサＣ，，Ｃ２を容量分割器として構成すると、
電圧Ｖａは下記のように表わすことができる。

昨〔・を〕・ＶＣ （１８） または（１７）式を考慮に入れて となる。

回路から良好な効率を得るために、電圧Ｖｃの振幅がト
ランジスタの状態が電流の飽和状態から実際に逸脱しな
いような値にとどまるようにさせる利点がある。

このことは発振器の精度を持続する場合にも同様に真で
あり、特にそれが計時装置（クロノメータ）を構成する
ことが意図される場合に真である。その精度が十分でな
い場合には発振器の能動素子を励擬する必要がないこと
は実際には知られている。これから述べるように、角度
６が４・さし、場合には高い効率が達成されやすい。実
際に、発振器の供繋舎電流は下記の関係式によって与え
られる。ｉ。

＝２・ｉＰ・Ｊ（８） （２０）ここで、
ｉＰはトランジスタのピーク電流、Ｊ（８）はｆ（８）
と同様なフリーェ解析により決定される。（１４）式（
２０）式を結び合わせると、ｉ。

＝２青羊‐？（ａ） （２１）が得られる。

そうして（１５）式と（１７）式を考慮すると、が得ら
れる。

供給電力Ｐｅは となる。

出力電力Ｐｔは次式で表わすことができる。

このことは先に示したように発振器の付勢回路の効率は
次のように表わされる。Ｐｔ
〇，り＝耳これらから、（１７），（
２３），（２４）式を組合わせて、かつ種々の変形を行
なってが得られる。

例えば、８＝４０ｏの値で、トランジスタの特性が二次
的であれば、ｆ（０）＝０．２として安静＝１‐９５が
得られる。

このような値により、少なくとも８０％のオーダーの効
率を得るためにＲｃ′／ＲｉＬの関係を十分な高さで得
ることは容易である。

これらのことは第１図および第３図を参照して述べたよ
うに、前述した回路は、動作可能なためには、補助電圧
ＶのおよびＶｗをトランジスタの絶縁制御電極へ与える
ことによって分極されることができる。

電圧Ｖｏａについては、これは電源Ｐの負極に対しては
正であるが、この電圧は電波から抵抗形電圧分割器によ
って容易に発生することができる。逆に、このようなや
り方は電圧Ｖｏｂに対しては不可能である。というのは
、これは電源の負極に対して負の値をもたなければなら
ないからである。更に、前述した回路の集合体が極めて
経済的な態様で集積化されやすいために、抵抗Ｒａおよ
びＲｂ（第１図および第３図）あるいはＲａ′およびＲ
ｂ′（第３図）を省略することが望ましいであろう。第
６図に示された変形例は上記の不便さを正に解消させる
ものである。

そこに示された回路は一つの電源Ｐによって実際に供給
され、かつ単一型の絶縁制御電極を有する電界効果トラ
ンジスタおよびコンデンサによって専ら構成されており
、これによって集積形式による経済的製造にとって殆ど
理想的なものにする。第６図では、第３図に示した発振
器であってトランジスタＴ，，Ｔ２，Ｔ，′，Ｔ２′お
よびコンデンサＣ，，Ｃ２，Ｃ，′，Ｃ２′，Ｃ８，Ｃ
８′，Ｃ９，Ｃ９′を備えているものが示される。

他のトランジスタのすべて（Ｔ３〜Ｔ，。，Ｔ３′〜Ｔ
．′）およびコンデンサ（Ｃ３〜Ｃ７，Ｃ３′〜Ｃ７′
およびＣ，．）は、いわば発振回路のトランジスタのバ
イアスを行なうための回路の一部を構成している。更に
この回路のすべてのトランジスタは、そのソース・ドレ
ン電圧が最小点を超えるときのみ実際に電流を流し、そ
の結果、バイアス発振回路の付勢集合回路の消費は最小
となる夕ことに注意されたい。回路はその構成において
対称となっているので、回路の２つの半分ずつの対称物
の一方の一部を構成している素子を参照して下記に述べ
ることはすべて、他の半分に属する同類素子に対しても
０同様にあてはまる。

この変形例では、発振器のトランジスタＴ，，Ｌ，Ｔ，
′，Ｔ２′の制御電極のバイアス電圧は、それらのトラ
ンジスタの制御の交流電圧によってつくられる。

更に米国特許第３８４５３３１で開示されて５いる情報
を一部利用することを指し示すものであるが、前記特許
は集積回路基板へのバイアス付与に本質的に関係するも
のである。実際、トランジスタｔ，Ｔ７，Ｔ８、あるい
はトランジスタＴＳ′，Ｔ７′，Ｔ８′、それぞれ、お
よびコ０ ンヂンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７またはコンデンサ
Ｃ５′，Ｃ６′，Ｃ７′はそれぞれ、電源の負極に接続
され、かつ、したがって、いわば発振のアースとなって
いるＭ点のバイアスシステムを形成している。

基板（Ｐ型のクリスタル）についてＭ点を実現してし、
５るｎ十領域を形成しているキャパシティはＣＭで示さ
れている。基板０についてｆ，ｅおよびＭ点の電圧は第
７図のベクトル図中に示されている。ｆ点の電圧Ｖｆの
振幅は、Ｃ６ （２６） ｏ Ｖｆ＝Ｖａ′・布Ｚ である。

但し、Ｖａ′はａ′点の交流電圧の振幅であり、ｅ点の
電圧Ｖｃの振幅は、Ｃ５の値が基板に関してｅ点の浮遊
容量によってもたらさせる値よりも十分に大である場合
に、ａ点の電圧の振幅Ｖ．と実際的に等しい。基板につ
いての電源（ＶＭ）の負極（Ｖｏ）をバイアスするこの
ような態様に関する詳細は、前述の米国特許第繁り５斑
１を参照されたい。 発振器回路のトランジスタ（Ｔ，
，Ｌ，Ｔ，′，Ｔ２′）の制御電極をバイアスする方法
は第３図に点線で示したものと相異するものであり、そ
の中では異なるトランジスタの制御電極はインピーダン
スＲｚ，Ｒａ′，Ｒｂ，Ｒｂ′にかかる直流電圧により
バイアスされている。第６図の変形例中に用いられてい
るバイアス回路の動作が、この回路に必要な素子を示す
第８図を参照しつつ、以下に記述される。

更に、後者は完全対称構造となっており、かつその２個
の半部は相互に独立のものであるから「下記の記載にお
いては２個の半部のうちの一方についてのみ述べる。ま
ず初めに、トランジスタ６は発振器のトランジスタのバ
イアス回路の一部となっていて、そのトランジスタＴ７
とＴ８と一緒になって同様に規準アース（Ｍ）のバイア
ス回路の一部となっていることに注意されたい。

すなわち、基板０について電源の負極の一部となってい
るのであるが、これは引用した米国特許総４５３３１号
の教示に従っている。トランジスタＴ５は出力電圧Ｖ．
１こよってコンデンサＣ５を介して制御される。

そのドレンはアースＭへ接続されており、かつそのソー
スは容量形分圧器の中間点に接続されており、前記分圧
器はコンデンサＣ３およびＣ４で形成され発振器の出力
（ａ点）にそれ自体が接続されている。トランジスタＴ
５とＴ６のしきい値電圧が瞬時値に等しいであるとする
と、電圧Ｖａの最も正の点は第９ａ図に示すように、Ｖ
Ｍに原則として等しくなる。このことは、勿論電圧Ｖｄ
がＶｅよりも小さくて後者とそろっている状態で確実に
なるものである。（第９図ａ参照）亀圧Ｖｄの振幅は次
式に等しい。Ｃ４ （２７）Ｖｄ
ｉＶ・・ｃ瓦瓦 トランジスタＴ４のドレンおよび制御電極がｄ点および
ａ点のソースに接続されているので、Ｍ点に対するａ点
に到達できるものより負の電位は−〔２Ｖｄ＋ＶＭ〕で
ある。

但し、Ｖ’４は与えられるバイアス状態のもとにトラン
ジスタＴ４のしきい値電圧である。したがって、発振器
のトランジスタＴ，のバイアス亀圧Ｖ仏はＭ点の鰭位に
対して次式に等しいことが判る（第９図ａ参照）。

ＶＱ＝−〔２Ｖｄ＋Ｖ，４〕十Ｖ． （２８）
この例では、トランジスタＬ（第６図）がｄ′均一点か
らバイアスされているので、トランジスタＴ２のバイア
ス亀圧に対しては類似の態様が得られる。

Ｖｗ＝一〔２Ｖｄ′＋ＶＴ９′〕十Ｖｂ （２
９）トランジスタＬとＴ，ｏは発振器の始動を行なわせ
るためのものである。周知のように、集積回路のクリス
タルのドナーおよびそのクリスタル中に集積された電界
効果トランジスタの絶縁制御電極を構成している層の材
料を下記のように選択することは可能である。

すなわち、たとえ制御電圧が支であっても、そのソース
がクリスタルに対してバイアスされてない場合、あるい
はまた非常に微弱であったり（この同じトランジスタは
阻止されている場合）およびバイアスの程度が高い場合
など、それらのトランジスタは僅かに導電体であるよう
に選択することができる。トランジスタのしきし、値電
圧が、ソースのバイアス電圧を増加する場合に正の値に
対して負の値を通る。回路の始動に際して（第６図）、
すなわち、鰭源Ｐの回路を接続する瞬間に、トランジス
タ丸，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ，ｏはそれと共に直流電流を形成
する回路を構成し、トランジスタＴ，とＬの制御電極は
Ｍに対して正の方向にバイアスされる。

トランジスタＴ，とＴ２は、該トランジスタのスロープ
が発振器の始動の必要条件をみたすに十分なだけ高いよ
うに容易に寸法を定めることができる。ａ点の電圧振幅
がＶ．′に等しくなったときに、Ｍ点に対するｈ点の電
位は次式のようになる。（第９図ａ参照）Ｖｈ＝ＶＱ十
Ｖ亀・ＶＴ３ （３０）そこではＶ・３
はトランジスタＴ３のしきい値電圧と等しいｏｈの電位
が電源Ｐの正極の電位よりも高いので、トランジスタＴ
，ｏは阻止される。

発振器の付勢回路の最大効率を得るために、各トランジ
スタは同じ交流電流を供Ｖ給するばかりでなく、「直流
成分の基本成分の振幅」の関係も４つのトランジスタに
ついて同じでなければならないことは数学的に証明でき
る。この後者の必要条件は、角度８が一致した値をもっ
ている場合にのみ満足されることも同様に、証明できる
。

トランジスタＴ，，Ｔ２′あるいはＴ，′，Ｔ２のバイ
アス電圧が同じｄ点から発生されるような、第６図の回
路の場合では、トランジスタＬ′、あるいはＬ′の制御
電圧の振幅が次式に等しくならなければならないことは
計算できる。

ＺＶｂ＝２ｖｄ＋ｖ．２十ＶＴ９′
（３１）１十ＣＯＳ８但し、 Ｃ。

Ｓａ＝，−等．〔計・〕 （３２）Ｚである。

トランジスタＴ３とＴ４、あるいはＴ３′とＴ４′、そ
れにコンデンサＣ３とＣ４、あるいはＣ３′とＣ４′に
よってそれぞれ構成される回路は、トランジスタＴ，と
Ｔ２′あるいはＴ，′とＴ２の制御電極をバイアスする
ように作用し、同様に交流電圧ＶａおよびＶｂの助けを
かりる。

各トランジスタＴ・，Ｔ２，Ｔ・′，Ｌ′に対して、同
型の回路も利用することができるが、それぞれのトラン
ジスタに固有でかつそのトランジスタの特性を適合させ
る回路を利用できることも明らかである。一般に、発振
器の振幅が、能動スイッチング要素の平均利得は振幅の
或るレベル以上への増大にともない減少するという事実
により制限される、ということが知られている。

この場合に、平均特性のこの減少はトランジスタＴ．，
Ｔ２，Ｔ，′およびＴ２′の励振によって、その各しき
い値電圧の増大、あるいはまた角度ひの減少によって行
なえる。

実際的にも、発振器の信号振幅が増大する場合に、バイ
アス電圧ＶＭが増大し、その結果、発振器のトランジス
タの正のしきい値電圧も増大してしまう。発振器が精密
時計を礎成するためのもので、その周波数について特に
高い安定度が要求される場合に、トランジスタＴ，，Ｔ
２，Ｔ，′およびＴ２′は励振される必要はない。

このために、制御電圧Ｖｓｃの値が各トランジスタのし
きし、値電圧より高くなる値は各トランジスタの電圧Ｖ
ｓｏＬより実際に大きくないことが必要である。

この場合、トランジスタＴ，。（第６図）を省略でき、
かつｈ点を直接電源の正極に接続することができる。鷲
力消鷺を低減する目的においては、トランジスタＴくと
Ｔ５は、その相互コンダクタンスがトランジスタＬの相
互コンダクタンスに対して非常に微弱であるような（長
く狭いチャンネルとなっている）大きさに便宜すればよ
い。回路のａ点の電位値は実際的にもトランジスタＴ３
のしきい値電圧値にだけ増大された電源の正極の電位値
を超えることができない。このしきい値電圧が実際にト
ランジスタＴ，のしきい値電圧に等しいので、トランジ
スタＴ，のしきし、値電圧を超過する制御電圧Ｖｓｃは
、したがって、ＶｓｏＬに原則的に等しくなる。この状
態はしきし、値電圧の絶対値から独立している。したが
って、実際にトランジスタの全励嫁および振幅の増大と
共に平均相互コンダクタンスの減少は角度０の減少によ
って必然的に行なわれる点を避ける。上記した発振器は
下記のように非常に多くの応用例の範囲内で特に有益な
利用が行なえる。

すなわち、１例として、精密なクロノメータのように、
圧電共振器、特に例として数メガヘルツのオーダの比較
的高い固有の周波数を呈する水晶などの水晶を採用する
場合に用いられる。この発振器は、水晶中で消費される
電力が比較的高くできるような腕時計のクロノメータの
実施例に利用することができる。この場合に発振器の付
勢回路は、水晶については電力消費は非常に微弱である
。このことは集合体の電力消費を許せる値に維持するこ
とによって、与えられた周波数の水晶の大きさを具合よ
く低減可能にする。また、他の例として、整流器と組合
わせて、上述した種類の発振器は高効率の単一方向形電
圧変成器（直流間変換器）を構成することができる。こ
の場合、周波数の安定度については特定の要求が存在し
ないので、例えばセラミック材料で製造された、高価で
ない共振器として、有利に使用される。このような変成
器は、小さな容量の、ムＡのオーダーの低い電圧および
電流を供給することができる小寸法の１次電池により電
源供聯合される４・電力消費の装置の部分を構成する要
素として特に有利であり、重要である。

図面の簡単な説明第１図は本発明の一実施例としての発
振装置を示す図、第２図は第１図装置におけるベクトル
関係を示すベクトル図、第３図は本発明の他の実施例と
しての発振装置を示す図、第４図および第５図は第３図
装置の特性を示す特性図、第６図は本発明の他の実施例
としての発振装置を示す図、第７図は第６図装置におけ
るベクトル関係を示すベクトル図、第８図は第６図装置
の幾つかの要素の回路構成を示す図、第９図ａ，ｂは第
６図装置および第８図装置におけるベクトル関係を示す
ベクトル図である。

Ｔ，，Ｔ２…トランジスタ、Ｑ…圧電共振器、Ｃ，，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４・・・コンデンサ、Ｒａ，Ｒｂ…抵抗、
Ｐ…電源、Ｔ，′，Ｔ２′…トランジスタ、Ｃ，′，Ｃ
２′，Ｃ３′，Ｃ４′・・・コンデンサ、Ｒａ′，Ｒｂ
′・・・抵抗。

【ソＧ●／内ンＧ● ２ 片ンＧ．３ 斤７６．４ 斤ソＧ．５ 斤ンＧ‐６ 斤ソＧ．ア 斤，Ｇ．６ 斤，Ｇ．９０ 斤ンＧ．９０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 圧電共振器形発振装置であつて、該装置は下記の各
   要素、すなわち、第１および第２の端子を有する圧電共
   振器、予め定められた電圧範囲を形成する電位をもつ基
   準極および作動極をもつ直流供給源、同一導電形態の第
   １および第２の電界効果トランジスタであつて、その各
   個がソース、ドレインおよび絶縁ゲートを有し、該複数
   個の電界効果トランジスタは直列形の電界効果トランジ
   スタ対を形成し、該トランジスタ対においては第１のト
   ランジスタのドレインは該作動極に接続され第２のトラ
   ンジスタのソースは該基準極に接続され、第１のトラン
   ジスタのソースは第２のトランジスタのドレインと接合
   点を形成するもの、容量性電圧分割器であつて、該接合
   点に接続されるタツプを有し、第１のトランジスタのゲ
   ートと第２のトランジスタのソース間に挿入されるもの
   、第１のトランジスタのゲートから該第１の端子へと延
   びる接続導体、該第２のトランジスタのゲートと該共振
   器の第２の端子との間に接続された結合コンデンサ、該
   第２のトランジスタのゲートと該基準極との間に接続さ
   れたさらなるコンデンサ、第１のバイアス手段であつて
   、第１のトランジスタのゲートに接続され、該電圧範囲
   内の電位を供給するもの、および、第２のバイアス手段
   であつて、第２のトランジスタのゲートに接続され、該
   電圧範囲外の電位を供給するもの、を具備する圧電共振
   器形発振装置。 ２ 圧電共振器形発振装置であつて、該装置は下記の各
   要素、すなわち、対向端子の第１および第２の対を有す
   る圧電共振器、予め定められた電圧範囲を形成する電位
   をもつ基準極および作動極をもつ直流供給源、該直流供
   給源の端子間に並列に接続された直列接続電界効果トラ
   ンジスタの複数の対であつて、該直列接続電界効果トラ
   ンジスタ対の各個は同一導電形態の第１および第２の電
   界効果トランジスタを包含し、該電界効果トランジスタ
   の各個はソース、ドレイン、および絶縁ゲートを有し、
   第１のトランジスタのドレインは該作動極に接続され、
   第２のトランジスタのソースは該基準極に接続され、第
   １のトランジスタのソースは第２のトランジスタのドレ
   インと接合点を形成するもの、容量性電圧分割器の対で
   あつて、該電圧分割器の各個は該電界効果トランジスタ
   対の各個の接合点に接続されるタツプを有し、該電圧分
   割器の各個は該電界効果トランジスタ対の各個における
   第１トランジスタのゲートと第２トランジスタのソース
   の間に挿入されるもの、該電界効果トランジスタ対の各
   個における第１のトランジスタのゲートから該共振器の
   それぞれの端子へと延びる接続導体、該電界効果トラン
   ジスタ対の各個における第２のトランジスタのゲートと
   該共振器の反対側の端子との間にそれぞれ接続された結
   合コンデンサ、該電界効果トランジスタ対の各個におけ
   る第２のトランジスタのゲートと該基準極との間にそれ
   ぞれ接続されたさらなるコンデンサ、第１のバイアス手
   段であつて、該電界効果トランジスタ対の各個における
   第１のトランジスタのゲートに接続され、該電圧範囲内
   の電位を供給するもの、および、第２のバイアス手段で
   あつて、該電界効果トランジスタ対の各個における第２
   のトランジスタのゲートに接続され、該電圧範囲外の電
   位を供給するもの、を具備する圧電共振器形発振装置。