JPS6027210B2 - ３段直結増幅回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は３段直結増幅回路に関するものであり、単一入
力端子を有し、初段と終段のトランジスタの極性を相異
させ、出力端子より帰還路の直流抵抗を介して直流帰還
を行うことにより、電源電圧の変化による各段の電流変
化が極めて少ないことを特徴とする増幅回路を提供する
ものである。

近年、演算増幅器の普及に伴ない、演算増幅器を用いた
ＣＲ型能動フィル夕が各分野に使用されている。

よく知られているように、演算増幅器には比較器、電圧
増幅器、電流増幅器等の広い応用分野があるが、汎用性
と特性改善のため初段に差動増幅回路を用いているため
、正相入力様子と逆相入力端子を有している。このため
演算増幅器を用いた能動フィル夕は、出力端子と正相ま
たは逆相の入力端子間に、コンデンサと抵抗により構成
された帰還路を薮綾してなるものであった。このとき帰
還路が接続されていない入力端子は接地したり、基準電
圧源に接続することが必要になる。膜集積回路内に前記
演算増幅器を搭載しＣＲ型能動フィル夕を構成する際に
、前記入力端子の存在は能動フィル夕の回路構成を複雑
にする要因となることがしばしばある。このため単一入
力端子を有する増幅器が能動フィル夕を構成するに際し
有効となる場合が多い。

従来、単一の入力端子を有する増幅回路としては第１図
に示す３段直結増幅回路が考えられる。第１図はトラン
ジスタＱ，，Ｑ２，Ｑと抵抗Ｒ．，Ｒ２，Ｒ３により構
成された増幅回路であり、抵抗ＲＦは直流動作点を安定
化させるための負帰還抵抗である。第１図３段直結増幅
回路の直流動作点および各段に流れる電流はそれぞれ式
‘１’、■および‘３’により与えられる。，．＝ｖＣ
Ｃ−ＶＢＥ２ ‘１｝Ｒ，２＝ＶＣＣ
−Ｖ８８３ 【２’Ｒ２ら：ＶＣＣ−Ｖ
ＢＥ・ 【３１Ｒ３式｛１｝、‘２｝お
よび｛３｝１こおいて記号１，，１２および１３はそれ
ぞれ初段、２段、３段、を流れる電流を示し、記号ＶＢ
Ｅ，，ＶＢＥ２およびＶＢ８３はそれぞれトランジスタ
Ｑ，，Ｑ２およびＱ３のベース・エミツタ間電圧を示す
。

またトランジスタＱ，，Ｑ２およびＱの各ベース電流は
電流１，，１２およびＷこ比較して十分小さく、式‘１
｝、｛２１および【３’‘ま省略してある。式｛１）〜
■および醐より各段に流れる電流は電源電圧Ｖｃｃにほ
ぼ比例して増減することが判る。第亀図の如き回路の各
段の利得は「各段の負荷が次段の入力インピーダンスに
比較して十分低い時、各段の負荷抵抗と各段のトランジ
スタの小信号ヱミッタ抵抗の比で求まる。４・信号ヱミ
ッタ抵抗はトランジスタのェミッタに流れる電流に逆比
例するためも前記電源電圧の増減に比例して増幅回路の
利得が増減する。

通常「増幅回路は帰還路により深い負帰還をかけて使用
するので、前記利得変動は負帰還量だけ圧縮される。

このため負帰還増幅器として「低周波領域の利得変動は
余り問題とならない場合が多い。しかしながら、前記能
動フィル外こ使用する増幅器は高周波領域の安定性のた
め位相補償を行う必要がある。前記開放利得の変動は橋
周波領域の安定性に関係し、安定性が損なわれると前記
増幅器は高周波領域で発振することがある。以上述べた
如く第１図の増幅回路は電源電圧変動特性に欠点がある
。

本発明は前記欠点を改善した増幅回路を提供するもので
ある。

以下に図を用いて本発明の詳細な説明を行う。第２図に
本発明の第１の実施例の回路結線図を示す。

互いに、コレクタを接続された互いに相異なる導電型の
トランジスタ１１と１２により初段は構成されている。
２段目はトランジスタ１１と同じ導電型のトランジスタ
１３と抵抗１５により構成されている。

３段目はトランジスタ１１と逆極性のトランジスター４
、抵抗１６により構成されている。

抵抗１７は入力端子１と出力端子２間に接続された帰還
路の直流抵抗を示す。コンデンサー８は増幅回路の位相
補償用である。端子３は電源Ｖｃｃに接続し、端子４は
接地する。端子５は端子３に接続した電源Ｖｃｃに対し
て常に一定電圧差となる回路を接続する基準電圧端子で
ある。第１の実施例（第２図）の回路動作を以下に説明
する。なお各々のトランジスタの電流増幅率は十分に大
きくベース電流は省略して説明する。トランジスター２
のェミツタ電流はそのベース・ェミッタ間電位差Ｖ８８
，できまり、これは端子３の電圧Ｖｃｃと端子６の電圧
Ｖｒの間の電位差に等しく、（４｝、〔５｝式より求め
ることができる。Ｖｃｃ−Ｖｒ＝ＶＢ８，
‘４｝１８，＝１。ｅｘｐ（ｑＶＢＥ，／ｋＴ）
（５｝ここで・１。

；逆方向飽和電流ｋ；ボルッマン定数 Ｔ；絶対温度〔ＫＯ〕 ｑ；電子の電荷 前記トランジスター２のェミッタ電流は、トランジスタ
１１のコレク夕に流れ、ェミツタを通り接地される。

前記トランジスタ１３１こェミッタ電流が流れると、ベ
ース。ェミッタ間電圧Ｖ８８２が端子１と端子４間に式
風により生じる。端子亀と端子年間の電圧は抵抗１７を
介して端子２に印加される。

抵抗１６の抵抗値をＲ２とすると〜抵抗１６を流れる電
流ＩＥ３は式｛６はり求まる。耳８３＝ＶＢＢ２／Ｒ２
‘６１抵抗１６を流れる電流ＩＥ３は、ト
ランジスタ１１と逆極性のトランジスタ１４のコレクタ
電流となる。

前記コレクタ電流はトランジスタ１４のェミッタ電流１
８３となる。式‘別こより前記トランジスタ１４のベー
ス。ェミッタ間電圧ＶＢＥ３が生ずる。抵抗１５の両端
子間の電圧は前記ベース・ェミッタ電圧ＶＢＢ３である
。

このため抵抗１５の抵抗値をＲ，とすれば、抵抗１５を
流れる電流ＩＥ２は式｛７｝より求まる。ＩＥ２＝ＶＢ
Ｅ３／Ｒ， の 抵抗１５を流れる電流１耳２はトランジスタ１３のコレ
クタ電流となる。

以上述べた如く、第１の実施例（第２図）の増幅回路の
各段を流れる電流はそれぞれ式（５ー、のおよび■より
求まる１８，，ＩＥ２およびＩＥ３となる。

前記各段の電流ＩＥ，，ＩＥ２およびＩＢ３が電源電圧
Ｖｃｃの変化に伴ない、どの様に変化するかを以下して
示す。いま、第２図の端子３に接続する電源電圧Ｖｃｃ
が増大したと仮定する。

前述の如く端子５の電圧は式｛４ーの関係式より増大す
る。このため端子５と端子３の電圧差は電源電圧Ｖｃｃ
が増大してＶｃｃとなれば、端子５の電圧が増大してＶ
ｒからＶ′ｒとなる。すなわち式職が成立する。Ｖｃｃ
−Ｖｒ＝ＶＢＥ，＝Ｖ′ｃｃ−Ｖ′ｒ ■（８’
式のＶ８８，より｛５）式からＩＥ，が求まる。

‘８｝式を満足させるための手段は、要するにトランジ
スタ１２のェミッタ電流、従ってトランジスタ１１のコ
レクタ電流を電源電圧の変動にかかわらず常に一定とす
るものであればよい。すなわち、トランジスタ１２は定
電流回路の一部を構成している。従って、■式を実質上
満足する手段は一つには限られない。第３図はこのよう
な基準電圧発生回路の最も望ましい一例を示す回路結線
図である。

２０，２５および２６は抵抗、２１および２２はＮＰＮ
トランジスタ、２３および２４はＰＮＰトランジスタ、
３は電源端子、５′は出力端子で、３および５′を第２
図の３および５に接続することができる。

抵抗負荷のェミッタ接地増幅回路を形成するＮＰＮトラ
ンジスタ２１およびＰＮＰトランジスタ２４、ダイオー
ド接続されたＰＮＰトランジスタ２３を負荷とするェミ
ツタ接地増幅回路を形成するトランジスタ２２を有し、
これら３つの増幅回路を一巡するよう縦続接続して負帰
還ループが形成されている。この負帰還作用により出力
端子５′と電源端子３間に表れる出力電圧は極めて安定
である。従って【８｝式が成り立つ。コンデンサ２７は
負帰還ループの発振防止用であるが、必ずしも必要でな
い場合もある。以上述べた如く、端子３に接続する電源
電圧Ｖｃｃが変化しても、ＶＢ８，が変化しないため、
１８，変化しない。

このことはＩＥ，と式｛５’と式｛６｝より求まるＩＥ
３も変化せず、前記ＩＥ３と式（５’と式‘７｝より求
まるＩＥ２も変化しないことになる。かように、第１の
実施例（第２図）の増幅回路は電源電圧変動に対し優れ
た特性を有している。

前記第１図に関して述べた如く、電源電圧変動特性が優
れていることは、開放利得変化の小さい増幅回路である
ことを示している。また上記の優れた特性は、帰還増幅
器として高周波領域の安定性が優れていることを示して
いる。第４図に本発明の第２の実施例の回路図を示す。

第４図において、第２図と同じ個所は同じ番号を用いて
いる。第２図と第４図の相異点はコンデンサ１８による
増幅回路の位相補償法にある。第１の実施例において、
コンデンサ１８をトランジスタ１３のコレクタとべ‐ス
端子間に挿入して位相補償を行なっている。第２の実施
例においては、トランジスタ１４のェミツタ端子に抵抗
１９を挿入し、前記トランジスタ１３のベース端子と前
記抵抗１９とトランジスター４のェミッタ端子の接続点
へコンデンサ１８を挿入して位相補償を行なっている。
抵抗１９を挿入しているため、第２の実施例はトランジ
スタ１３を流れるヱミッタ電流が第１の実施例と異なる
。前述した如く、第２の実施例においてトランジスタ１
１を流れる電流ＩＥ，は式｛４）、‘５｝より求まる。

以上の結果と前記式■よりトランジスタ１４のェミッタ
電流１８３が求まる。ェミッタ電流ＩＥ８と前記式脇よ
りトランジスタ１４のベースェミツタ電圧ＶＢ８３が求
まる。抵抗１９の抵抗値をＲ３とする。このとき端子３
とトランジスタ１４のベース端子３間の電圧差ＶＢ３は
式側より求まる。ＶＢ３：ＶＢＥ３十ＩＥ３Ｒ３
‘９｝式‘９１より求まる電圧差ＶＢ３を式（机
こおるＶＢＥ３として用いることにより第２の実施例（
第４図）のトランジスタ１３のェミッタ電流１８２が求
まる。以上述べた如く、第２の実施例は前記第１の実施
例と同じ式を用いて各段の電流１８，，ＩＥ２およびＩ
Ｅ８が定まる。

このことは第２の実施例（第４図）も前述第１の実施例
（第２図）と同様の優れた電源電圧変動特性を有してい
ることになる。第５図に本発明の第３の実施例の回路図
を示す。第３の実施例は第１の実施例において抵抗１５
を能動負荷回路に置換した実施例である。能動負荷回路
は前記第５図において、トランジスタ１５と、トランジ
スター５のベース端子６に電源端子３から一定電圧を印
放する回路より構成されている。第３の実施例（第５図
）は第１の実施例（第２図）および第２の実施例（第４
図）と比較すると、開放利得を増加することが容易であ
る。

また、第１の実施例および第２の実施例において、トラ
ンジスタ１１とトランジスタｉ３は前述した式‘５｝、
【６１、‘７｝および式【９’から容易に理解される如
く、電源電圧変動特性の観点より同檀性であることが必
要である。第３の実施例においてはトランジスタ１１と
トランジスタ１３が同極である必要はない。第３の実施
例（第５図）においてトランジスタ１３とトランジスタ
１５の極性を相互に入れ換え端子６の電圧を端子４と一
定電圧とする回路に変更した回路も第３の実施例と同等
の等性を有することは明らかである。このことはトラン
ジスタ１３と能動負荷回路により構成された２段目の回
路電流が３段目の電圧および電流に依存しないことが明
らかである。また第３の実施例において、第１の実施例
（第２図）より第２の実施例（第４図）が考えられる如
く、第３の実施例においてトランジスタ１４のェミッタ
端子と端子３の間に抵抗ｉ９を挿入し、前記ェミツタ端
子とトランジスタ１３のベース端子間にコンデンサ１８
を接続してなる位相補償法を用いることもできる。

以上述べた第１の実施例、第２の実施例および第３の実
施例において全てのトランジスタの極性を逆極性とし、
電源電圧を逆極性とした増幅回路も電源電圧変動特性が
優れていることは明らかである。

以上述べた如く、本発明を実施すれば電源電圧の変化に
伴う、増幅器の開放利得変化がほとんどなく「帰還増幅
器として高周波領域の安定性に優れた単一入力の３段直
結増幅回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の３段直結増幅回路の結線図、第２図は本
発明の第１の実施例と示す回路結線図、第３図は基準電
圧発生回路の例を示す回路結線図、第４図および第５図
は本発明のそれぞれ第２および第３の実施例を示す回路
結線図である。 １……入力端子、２…・・・出力端子、３・…・・電源
端子、亀・・・…接地端子ト５，６…・・・基準電圧接
続端子、５′・・…・基準電圧出力端子、１１，１３，
２１，２２，Ｑ，，Ｑ２，Ｑ・・・・．・ＮＰＮトラン
ジスタ、１２，１４，亀５，２３，２４・・・‐・‐Ｐ
ＮＰトランジスタ、Ｒ，，Ｒ２，Ｒ３，１ ５，１ ６
，２０，２５，２６…・・・抵抗、ＲＦ，１７……帰還
抵抗、１９・・・…立相補正用抵抗、ｉ８，２７……立
相補正コンデンサ。 茅Ｊ図 珠２図 多３図 券４図 等づ図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電源電圧変化に対し一定電流を供給するトランジス
   タ能動負荷を用いた第一のエミツタ接地トランジスタか
   らなる入力段と、前記入力段に縦続して接続せる第２の
   エミツタ接地増幅段と、前記入力段トランジスタとは逆
   極性のトランジスタからなる抵抗負荷出力段とを縦続接
   続し、前記抵抗負荷出力より入力トランジスタのベース
   に直流帰還路を設けたことを特徴とする３段直結増幅回
   路。