JPS6029077A - チユ−ナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は−ＴＶ信号を受信して希望するＴＶチャンネル
を選択ｐ波して中間周波数に周波数変換するＴＶ受像機
用チューナに関するもので、特にダブル自スーパー）ヘ
テロダイン方式を用いたチューナに関するものである。

従来例の構成とその問題点 第１図は、従来使用されているＶＨＦ電子チューナのブ
ロック図である。

入力端子１ｏから入力信号が、入力フィルタ１１に入力
され−ＴＶの中間周波信号に妨害を与える中間周波数帯
の妨害信号−ＦＭ信号等が除去され。

単同調回路１２に入力される。単同調回路１２では、バ
ラクタ１ケを可変共振素子として希望受信チャンネルを
選択し−ＲＦ増幅器１３に入力され増幅される。増幅さ
れた信号はバラクタ２ケを可変共振素子とした複同調回
路１４へ入力はれ、不要信号が除去されて混合回路１５
Ｖ？：入力される。

混合回路１５には、バラクタによる周波数可変発振器１
６からの発振信号が加えられる。混合器１６の出力から
周波数変換はれた中間周波信号が取り出され、中間周波
増幅器１７で増幅される。

上述のような従来のチューナにおいては一単同調回路、
複同調回路、発振回路にそれぞれ同調用のバラクタが必
要となるとともに一各回路間のトラフキング調整が必要
となる。

また−ＶＨＦ　、ＵＨＦのＴＶ信号を受信するためには
二系統の回路が必要である。さらに−ＶＨＦのローバン
ド、ハイバンドの受信には−それぞれスイッチング・ダ
イオードを用いて同調周波数。

および発振周波数を変える必要がある。

１だ、第１図のような構成では、ＣＡＴＶ用チューナ用
とした場合、秘匿用のテレテキストに対応できない欠点
がある。

以上のような欠点を解消するため−ダブル・スーパー・
ヘテロダイン方式のオール・チャンネルチューナが種々
提案されている。

すでに提案されているダブル・スーパー・ヘテロゲイン
方式のチューナには、゛入力側の混合器の出力周波数、
すなわち第１中間周波数の選定と前記混合器における混
合方式つなり、第１の局部発振信号（周波数：　ｆＬｌ
とする）と受信信号（周波数：ｆｓ　とする）との差を
第１中間周波数（ｆＬｌｆＢ　＝　ｆｌｙｌ）とするか
−第１局部発振信号と受信信号との和を第１中間周波数
（ｆｔ、１　＋　ｆｓ　＝　ｆｒｙｌ）とするかの両方
式があるが、これら両方式ともに欠点を有している。

以下、これらの欠点を説明する。ダブル・スーパー・ヘ
テロダイン方式のチューナの回路構成の基本的なものを
第２図に示す。図において−２１は入力端子−２２はＶ
ＨＦおよびＵＨＦなどの必要な帯域を持つ入力側の固定
バンド・バス・フィルタ、２３は可変減衰器、２４はＲ
Ｆ増幅器。

２６は増幅された高周波入力信号のうち一希望ＴＶチャ
ンネルを適当な第１中間周波数にするための第１の混合
器、２６は周波数可変の第１の局部発振器で、混合器２
６に入力された希望ＴＶチャンネルを選局する。２７は
選局され、周波数変換された第１中間周波数を選択Ｆ波
して一以降の回路における他チャンネルによる妨害をな
くすための周波数固定のバンド・パス・フィルター２８
は第１中間周波数からＴＶ受像機の中間周波数へ周波数
変換するための第２の混合器で、固定発振器２９の出力
が入力される。３ｏは−ＴＶ受像機の中間周波数へ周波
数変換された信号を増幅するための中間周波増幅器であ
る。

以上の基本的回路構成においては、各回路の特性が、チ
ューナとしての総合特性を決定するうえで非常に重要に
なってくるとともに一第１中間周波数をどの周波数にす
るかにより、システムの妨害特性が大きく変わってくる
。

今、前記第１中間周波数を３００〜４００Ｍ■２帯に設
定し、第１の混合器の混合方式として一第１の混合器に
入力される可変発振器の信号（周波数：ｆＬｌ）と高周
波入力信号（周波数：　ｆｕ　）との差により第１中間
周波信号（周波数：　ｆｘｙ＋　）を得る方式を取ると
する。

妨害信号として、希望チャンネル以外の他チャンネルを
考えると、妨害信号の周波数帯はたとえば、０ＡＴＶ等
の場合を想定し一６０Ｍ１ｚ〜４５０ＭＨｚとする。（
以下妨害信号の周波数をｆｕと略す。） ｆＬｌ−２ｆｌ　、　ｆＬｌ−３ｒｕなど、希望チャン
ネル受信時にｆＩｔｌに変換される高調波妨害は、どの
ような第１中間周波数を選定しても必らず発生するもの
である。しかし−この妨害は一入力端に、ＶＨＦｏ−バ
ッド−Ｖ　ＨＦ　ハイハン’）”、　Ｕ　ＨＦ　／Ｚン
ドそれぞれに固定のバンド・パス・フィルタを付加する
などして除去できるものである。

しかし、前記のように第１中間周波数と混合方式を設定
すると−２ｆｕ　＊　２ｆｕｆｐ１＋　２ｆＬ１−ｆｕ
、２ｆＬ１−２ｆｕ等が妨害となる。この妨害は、妨害
信号の２次高調波あるいは基本波と、第１の混合器の局
部発振信号の２次以下の高調波との差であるため、大き
な妨害を与えることになる。

例えば、ある希望受信周波数′！ｆ−ｆＲとし、第１′
中間周波数をｆ工Ｆｊ　とすると、第１の混合器の局部
発振信号の周波数は、ｆｕ−１−ｆｘｐｊとなる。ｆｘ
ｐｊを、３００〜４００ＭＩＩｚにすると、希望波以外
の信号（妨害波）の周波数ｆ、の２次以下の高調波と第
１の混合器の局部発振信号の２次以下の高調波とのミキ
シングにより、希望チャンネルの第１中間周波数帯域内
に、希望波以外の信号ｆｕの映像搬送波の２次以下の高
調波成分が存在することになる。第３図は−この状態を
示したものである。

第３図において、３１は第１の混合器によって周波数変
換された希望チャンネルの音声搬送波信号（周波数−ｆ
ｘｐｊ−Δｆ１）、３２は周波数変換された希望波チャ
ンネルの映像搬送波信号（周波数、ｆＩＦｉ＋Δｆ２　
）である。なお、Δｆ１＋Δｆ２＝　ａ、ｅｓＭＨｚで
ある。３３は希望波以外の信号の、２次以下の高調波に
よる妨害信号である。（周波数ｆ′−２ｆｕ−または２
ｆｕ−ｆＬｉ−または２ｆＬｉ−ｆｕ−または２ｆＬｊ
　−２ｆｕ　）　０ 以上の妨害は−ＴＶチャンネル信号を３００〜４００　
Ｍ　Ｍｚ帯の第１中間周波数に変換するために必ず生ず
るものであり、ＴＶ画面上では、ビート妨害を起こすこ
とになる。

次に一第１の混合器の出力信号周波数、すなわち第１中
間周波数をたとえば２０００　Ｍ　Ｍｚとし。

第１の混合器の混合方式として第１の局部発振信号周波
数（ｆＬｉ）と受信信号周波数（ｆＲ）との和を第１中
間周波数（ｆｏｒ＋）とする場合を考える。

この場合にも＋　ｆ’Ｌ１　＋２ｆｕ　、　ｆＬ１＋３
ｆｕなど。

希望チャンネル受信時にｆｒＦｌ　に変換される高調波
妨害は発生するが、それは前例と同様な方法で対策を行
なえばよい。それ以外に２ｆＬ１−３ｆ１１が妨害とな
る。この妨害も一第１の混合器の局部発振信号の２次の
高調波と一妨害波の３次の高調波との差であるため−大
きな妨害を与えることになる。この場合にも第３図のよ
うに一妨害波が、第１中間周波数帯域に入り込むことに
なる。

発明の目的 本発明の目的は、以上のような問題点を解決しダブル・
スーパー、ヘテロゲイン方式のために生ずる希望チャン
ネル以外の他チャンネルによるスプリアス妨害を極力抑
え−ＴＶ受信機に好適なダブル・スーパー・ヘテロダイ
ン方式のチューナを提供することにある。

発明の構成 この目的を達成するために本発明は、好適な第１中間周
波数としては、受信周波数帯域の上限の３倍から６倍葦
での間に選定し、最適な混合方式としては、第１中間周
波数より高い周波数の第１の局部発振信号周波数と受信
信号周波数との差により第１中間周波数を得ており、か
つ第１中間周波数とそれより低い周波数の第２の局部発
振信号周波数の差により第２中間周波数を得ておシ、ま
た受信信号入力側に、スプリアス妨害、ビート妨害を低
減し、希望受信チャンネルに応じて選択ろ波の周波数を
可変または切換える入力フィルタと第１中間周波数を選
択ろ波する誘電体形バンドパスフィルタとを具備してい
ることを特徴としているＯ 実施例の説明 上記のように、第１中間周波数と混合方式とフィルタの
形式を設定することにより、従来例で述べた妨害は、除
去されることになる。以下−これらの妨害がいかにして
除去されるかを詳細に述べるＯ 妨害信号として、希望チャンネル以外の他チャンネルＴ
Ｖ信号を考え、妨害信号の周波数帯は。

たとえば−０ＡＴＶ等の場合を想定し、６０〜４５０Ｍ
ＩＩＺとする。

第１の混合器で発生するスプリアス妨害は−チヤンネル
間のビート妨害を除けば一第１の混合器の局部発振信号
周波数（以下−ｆＬｉと略す）と妨害信号周波数（以下
、ｆｕと略す）との高調波ミキシングによるスプリアス
が希望受信チャンネルの第１中間周波数（以下ｆＩＦｊ
　と略す）の帯域内に入り込むためであり、この関係は
次式で表わされる。

ｌ　ｍｆＬ１±ｎｆｕ１．−ｆＴ、１　（ｍ　、　ｎ　
：ｏ　、　１．２゜３、）ｆＬｊとｆｕの高調波は、こ
こでは３次まで考える。

それ以上の次数まで考えることは、混変調盃特性が著し
く劣る場合を除いて意味がない。

第１の局部発振信号周波数ｆＬｊの高調波の次数により
前記妨害成分を整理すると以下のように々るＯ ■　妨害信号の２次、３次高調波自身が第１中間周波数
帯域内には入り込むもの。

２ｆＢ、３ｆ１１ ■　第１の局部発振信号の基本波と妨害信号の２次、３
次の高調波とのミキシングによるものＯ １ｆＬ１±２ｔ”ｕｌ　、　ｌ　ｆＬ１±３ｆｕｌ■　
第１の局部発振信号の２次高調波と妨害信号の基本波、
２次高調波、３次高調波とのミキシングによるもの。

１２ｆＬｌ±ｆｕｌ　、　ｌ　２ｆＬｉ±２ｆｌｌ。

１２ｆ’＋、１±３ｆｕ１ ■　第１の局部発振信号の３次高調波と妨害信号の基本
波、２次高調波、３次高調波とのミキシングによるもの
。

＋３ｆｌ±ｆｕｌ　、１３ｆＬ１±２ｆｕｌ。

１３ｆＬ＋±３ｆｕｌ ここで、高周波入力信号（周波数：ｆＲ）−および第１
の混合器に入力される可変発振器の信号（周波数：ｆＬ
ｌ）とを、第１中間周波数信号（周波数：　ｆＩｙｌ）
で正規化して−Ｆ１＝　ｆＲ／　ｆｒｙｌ。

Ｆ　２　＝　ｆ　Ｌｌ　／　ｆ工ｖ１　とおくことにす
る。

すると、スプリアスは、一般的に。

ｍＦｌ　＋ｎＦ２＝　１ （ｍ、ｎ＝ｏ、±１．±２．±３−＝）で表わされる。

３次までのスプリアスの周波数関係を記載すると第４図
のようになる。ある希望波周波数ｆＤに対して、第１の
混合器の混合方式により−ｆＸν１＝＝　ｆＬｌ−ｆｎ
　’ＦたはｆｌＦｊ　＝ｆｈ’１＋ｆｎとなるのでｆＬ
ｌあるいＵｆ’＋、１が一定の値となりＦ２が一定の値
に決するＯこのとき、高周波入力信号周波数ｆｎ　が、
スプリアスとなるのは、下限をＦ＋ｍ１ｎ（＝　ｆＲｍ
ｔｎ／　ｆＩｐ＋　）　、上限をＦ＋ｍａｘ　（＝　ｆ
ＲｍａＸ／ｆｒｙ＋）とすると、一定のＦ２に対して−
ＦｌｍｉｎからＦｊｍａＸ　Ｙで一１１’Ｆｃ変化させ
たときに。

ｍＦｌ−４−ｎＦ２　、＝１と交叉するＦｌの値かられ
かることになる。実際には、高周波入力信号の周波数は
連続して存在するのではなく、一定の周波数間隔（６Ｍ
ＩＩｚ間隔）で存在するので一交叉する点から、その付
近で６Ｍ１ｌｚ間隔のＦ１存在点までの周波数だけ、第
１中間周波数から離れた周波数で、第１中間周波数の帯
域内に入り込み、妨害を与える。

ただし−ａ　０ｔｒｌ　Ｆ２−Ｆ１＝　１でありｆｌＦ
ｊ　＝ｆｒ、＋−ｆ’ｎのよらに笛１の届部金枢周姑数
に査望波との差をｆｘｙｌ　とする場合の希望波の周波
数関係、　４１　ｎＦ２＋Ｆ＋　＝１テアｅ　ｆＸｖ１
＝ｆ’Ｌ１＋ｆＤ　のように第１の局部発振周波数と希
望波との和をｒｒｙｌ　とする場合の希望波の周波数関
係である０４２は７２−２Ｆ＋　＝　１−　ａ　３はＦ
２＋２Ｆ１．＝１で、ともにｆｘ　＝　ｆｎ／　２　と
いう周波数関係であり、４４ば２２−３Ｆ１−１＋４６
はＦ２−ｔ−３Ｆ１＝１で、ともにｆＲ＝ｆｏ／３であ
る。これらの４２〜４５の周波数関係、すなわち、妨害
波の高調波が希望波となるスプリアス関係は、どのよう
な第１中間周波数、混合方式を採用しても発生するもの
であり、入力側で高調波によるスプリアス妨害を発生す
る妨害信号を抑圧する必要がある。

これらの４０〜４６の希望波および必ず発生し。

対策可能なスプリアス周波数関係を除いて、スプリアス
関係から第１の混合器の混合方式を決定するＯ 例えば、妨害波の周波数範囲をｆ□ｉｆｉ＝５０Ｍ　ｌ
ｌｚ　、　ｆＲｍａｚ　＝　ａ　５０　Ｍ　ｌｌｚとす
ると、第４図において、４６は、第１の局部発振周波数
と希望波との差をｆＴＦｌとし、ｆＩＦｌ　＝　１ＧＩ
［ｚの場合の考慮すべき周波数範囲４７ｆま第１の局部
発振周波数と希望波との和をｆｉＦｌとし−ｆＩＦｌ−
１，Ｇ１１ｚの場合。

４８は第１の局部発振周波数と希望波との差をｆｒｌと
し−ｆｒ＋ｚ　＝２ＧＨｚの場合、４９は第１の局部発
振周波数と希望波との和をｒ□、１とし、　ｆｌＦｌ−
２Ｇ　ｌｌｚの場合の考慮すべき周波数範囲である。

第１の局部発振周波数と希望波との差をｆＩＦｌとする
場合の４６．４８と、第１の局部発振周波数と希望波と
の和をｆＩＦｌ　とする場合の４７．４９とを比較する
と、スプリアスとなる周波数関係は一第１の局部発振周
波数と希望波との差をｆＩＦｌ　とする場合の方が少な
い。またスプリアスのレベルの太きさとしても−シミニ
レ−１フヨンにより、第１の局部発振周波数と希望波と
の差をｆＩＦｌ　とする場合の方が小さいことを確かめ
ることができる。

したがって混合方式としては、第６図のように第１の局
部発振周波数と希望波との差をｆＩＦｌ　すなわちｆＩ
Ｆｌ　＝　ｆＬｌ−ｆｓ　とする方が、スプリアス発生
の個数、レベルとも小さいので好適である。

ただし、第６図は原理を示すものであり、２５は第１の
混合器、２６は第１の局部発振器、２７はバンドパスフ
ィルタ、２８は第２の混合器、２９は第２の局部発振器
である。

さてその場合−第１の局部発振周波数から希望波が差し
引かれるので、希望波の周波数関係が反転し、第１中間
周波数帯において映像中間周波数に相当する信号より音
声中間周波数に相当する信号の方が周波数が高くなる。

第２中間周波数では、テレビの中間周波数帯にするため
、上記周波数関係を変えずに、周波数変襖を行なうため
に一第６図のように一第１中間周波数ｆｌＦ＋　を周波
数固定の第２の局部発振周波数ｆＬ２より高く選んで差
をとり、第２中間周波数を得る。

ｆナワチｆｔｙ２＝ｆｒ＋ｚ　ｆ＋、＋　ト選）必要力
するＯ 次に一第１中間周波数の選択について考える。

第６図は、第１の局部発振周波数と希望波との差をｆＩ
Ｆｌ　とする混合方式をとった場合の、６次以下の高調
波のスプリアスについて周波数関係を示したものである
。ただし、スプリアスｍＦ１−）−ｎＦ２−１について
−ｍ、ｎとも３次以下のものは実線で−ｍ、ｎのいずれ
かが４〜６次で、もう一方が６次以下のものは破線で示
している。

４０は１２−Ｆ１＝１で、希望波、４２はｙ２−２Ｆｊ
＝ｉでｆＲ−ｆＤ／２＋４４はＦ２−３１ｈ　＝　１で
ｆｉ　＝　ｆｎ／　３、という周波数関係を示している
。

また５ＱはＦｌ−１でｆ’ａ＝ｆｔｙ１．”は２Ｆ１−
１ですＲ＝　ｆｒｐ＋／　２−５２は３Ｆｊ　＝　１で
−ｆｎ工ｆｒｙ＋／３−５３は４Ｆ４　＝　１で＋ｆ’
Ｒ＝　ｆｒｙ　１／　４−５４ｉｄ６Ｆ１　＝ＩＴｆＲ
”＝ｆ！＋ｚ１５であＬ　こ：／ｌらは、妨害波の高調
波が直接ｆｒＦ１になるものである。また−５６は２Ｆ
２−３Ｆ＋　＝１−５６げ３Ｆ１−Ｆ２＝１＋６７は２
Ｆ２−２Ｆ１　＝１−５８１ｄ３Ｆ２−３Ｆ１　＝　１
である。

ココア、”Ｆ＋　＋ｎｌ’２＝１（ｍ　、　ｎ　−〇　
、±１゜±２．・・・・・・±に、に＝２．３・・・・
・・）において、ｎ＝１の場合を除くと、ｋＦ１＝１（
Ｆ＋＝１／ｋ　）と。

ｍＦｌ−１−ｎＦ２＝１　（Ｆ１＝（１−ｎｙ２）７ｍ
）とでは。

Ｆ＋、＞ｏ、Ｆ２）１の範囲では、常にｋＦ１＝１の方
がｍｙ１＋　ｎｙ２　＝　１よりもＦｌのとる値が小さ
い。

つ１す、ｆｌ＝１の、希望波および、ｆＲ＝　ｆＤ／＆
（ａ＝２．３・・・・・・）のスプリアスを除けば、　
Ｆ１＝１／にすなわちｆＨ＝　ｆＩｙ１／　ｋ　（ｋ　
＝　２　、３・・・・・・）が、ｋ次以下のスプリアス
のうち最も低い周波数で発生することになる。なお、実
際に考慮すべきスプリアスの周波数関係は＋　Ｆ、）ｏ
　、　Ｆ２＞１の範囲より狭く、第６図の４６がｆＩＦ
ｌ　＝　１＠Ｉｌｚのときの範囲、４８がｆＩＦｊ＝２
　Ｇｌｒｚのときの範囲である。これらの範囲は、Ｆ＋
ｍｔｎ　（＝　ｆＲｍｔｎ／ｆｒｙ１）＜Ｆ＋　＜　Ｆ
＋ｍａｘ　（＝　ｆｎｍａｘ／　ｆＩＦｌ　）　および
Ｆ２ｍ１ｎ　（−１＋　ｆＲｍｔｎ／ｆＩｙ＋　）＜Ｆ
２　＜Ｆ２ｍａｘ（−１−１−ｆＲｍａｘ／　ｆＩＦｌ
　）で与えられる。

したがって、必ず発生するｆＲ−ｆｎ／ａ　（ａ　−２
，３・・・・・・）のスプリアスを除外すると、スプリ
アスをに次以下１で考慮すべき場合には、ｋを整数だけ
でなく、一般的に正の数に′とするとＦ　ｉ　ｍａＸ〈
１／に′すなわち−ｋ′・ｆｎｍａｘ＜ｆＩＦｌと選べ
ばに次以下のスプリアスは一高周波入力信号の周波数範
囲内に発生しないことになる。

次にに′の値、すなわち周波数範囲内に存在しなくなる
スプリアスの次数を決定する要因について考える。主な
要因としては、以下の３つが挙げられる。なお混合方式
としては＋　ｆＸＦｉ　＝　ｆＬｌ　−ｆＤとする場合
を考える。

（１）混変調歪特性 希望受信チャンネルに１％の混変調歪を与える隣々接、
あるいは、隣接チャンネルのチューナ入力レベルが、チ
ューナ全体において−５ｄＢｍの混変調歪特性を有する
場合、入力信号において、希望波よりも妨害波のレベル
が３０ｄＢ大きいとき。

第１中間周波数の帯域内に入り込む、３次のスプリアス
妨害波のレベルに対する希望波のレベルは。

およそ２６ｄＢ程度以上である。そして４次のスプリア
ス妨害波のレベルに対する希望波のレベルは−５ｏｄＢ
を越えるので問題ない。

なお、同条件で一希望受信チヤンネルに１％の混変調歪
を与える隣々接あるいは、隣接チャンネルのチューナ入
力レベルが一１６ｄＢｍ　の混変調特性を有する場合に
は、３次のスプリアスに対して、およそ１０ｄＢ程度以
上、４次のスプリアスに対しては＋　４０ｄＢ程度以上
となる。

（２）フィルタ特性 まず入力フィルタ特性について述べると、希望波受信時
に、妨害波のレベルを入力側で落とすことができれば、
スプリアス特性上有利になる。妨害波の高調波が希望波
となるスプリアス−ｆＨ−ｆｎ／ａ（ａ　＝　２　、３
・川・・）については、必ず発生し一２次、３次のスプ
リアスも存在するので、入力フィルタで落とす必要があ
る。この場合に希望波と妨害波は、ｆｎ　−ｆｎ／　ａ
だけ離れているので。

単に、これらのスプリアスだけを落とせは良いのであれ
ば、フィルタの構成としては、比較的容易である。その
他のスプリアスも一人カフィルタで落とす必要があると
一人カフィルタの構成が複雑化する。０なお、妨害波の
高調波が第１中間周波数となるｆｎ　＝　ｆｔｙ＋／ｋ
　（ｋ　＝　２　、３−・−−−−）　ｏス−ｙリアス
については、第１中間周波数帯域内に、入り込む場合は
、入力側の希望波とスプリアス妨害波とも受信帯域内に
な仝ので、入力フィルタで落とすことはできない。その
ため−これらのスプリアスについては１問題とならなく
なるように、帯域内にはいり込葦ないスプリアスの次数
ｋを選択し、第１中間周波数を決定し、混変調歪特性を
確保しておく必要がある。

なおビートについては、２次ビートは、２波の周波数間
隔がｆＤだけ離れているので、対処は容易だが、３次の
相互変調については、隣々接（１２Ｍｌｌｚ）あるいは
隣接（ｓＭ■２）の周波数間隔しか希望波と離れていな
いことになるので、入力フィルタで処理することは、か
なり困難となり、第１中間周波数の選択と一混変調歪特
性の確保によるところが大きくなる。

次に第１中間周波数のフィルタ特性について述べると、
第１の混合器により発生する各種の信号のうち、第１中
間周波数帯を選択ｐ波する周波数固定のフィルタを設け
−それ以降の回路における他チャンネルの信号による妨
害を減少１せることか必要である。その場合−できるだ
け小形で、しかも、できるだけ他チャンネルの信号を通
さないようなフィルタを、１〜数ＧＨｚで実現するとい
う目的に適するのは、共振素子に比誘電率の犬きく、ま
たＱの高い誘電体材料を用いた誘電体形バンドパスフィ
ルタ、特に比誘電率が３５、無負荷Ｑが外径１ｏｍｍφ
で８００の誘電体材料５９を用いた第７図のような同軸
形誘電体フィルタである。

なお第７図において、５９ａは入出力端子。

６９ｂはチューニングビス、６９Ｃは結合基板である。

（３）緒特性の周波数依存性 第１中間周波数を高く選ぶと、それに伴ない、第１局部
発振周波数も高くなる。一般的に、トランジスタの利得
は、周波数に対して一６ｄＢ１０ａｔとなるし−また、
雑音指数（ＮＦ）も１周波数が高くなると劣化し、例え
ば−ＩＧｌｌｚでＮＦ＝１．８ｄＢ　のも＋７）が−２
Ｇ［ＺではＮＦ＝２．ｓｄＢ程度となる。また−工業的
に見ても１周波数の高い方が。

製造面、コストの点で不利になる傾向がある。

以上のような要因を考慮すると−に’の値は１次のよう
にするのが好適である。

すなわち、ＴＶ画面上で、はとんど影響なく、良質な画
面が得られるのは、第１中間周波数の帯域内でのスプリ
アス妨害に対する希望波のレベルにａ　５　ｄＢ以上必
要であるので、混変調特性の項目で述べたように、希望
受信チャンネルに１％の混変調歪特性える隣々接、ある
いは、隣接チャンネルのチューナ入力レベルが、−ｅｓ
ｄＢｍ　の混変調る特性を有する場合、４次以上ならば
問題ないが、３次および、それより強い２次のスプリア
スについては、入力フィルタで落とすしかないが困難が
伴なう。

そこで−前述したように−に’）３とし、必ず発生する
ｆＲ＝ｆＤ／ａのスプリアスを除き、３次以下のスプリ
アスが帯域内に発生しないようにすればよい。その時、
第１中間周波数としては、３−ｆＲｍａｘ　＜　ｆｚｙ
　１と選ぶことになるｏ　ｆｉｍａＸ＝ａ５０ＭＨｚの
場合−１３６ｏ　Ｍ　Ｈｚ（ｒｔ＋　１　となる。

υし希望受信チャンネルに１％の混変調歪を与える隣々
接−あるいは隣接チャンネルのチューナ入力レベルがｍ
−５ｄＢｍ　より劣る場合−例えＩｔｆ−１ｔｓｄＢｔ
ｎ　の混変調歪特性の場合には一４次のスプリアスでも
、帯域内のスプリアス妨害波に対する希望波のレベルが
４５ｄＢ以上とれないことがあるので、さらに、混変調
特性が劣る場合も考慮しても、ｋ〈５とし、６次以下の
スプリアスが帯域内に存在しないようにするところまで
の必要はない。その場合には混変調特性が劣ることによ
るビート発生レベルの増加や１周波数が高くなることに
よる影響の方が犬きくなると考えられる。

この時、第１中間周波数としてＩｔｓ　−’５　ｆｙ＋
ｍａｘ　＞ｆｒｐｌ　と選ぶことになるＯ　ｆＲｍａ）
（＝４６０Ｍ１ｌｚの場合＋　ｔ’ＩＦ１　＜２．２５
０　ＭＩＩＺとなる。コノヨウニ、混変調歪が劣る場合
でも、ビートに対しては入力フィルタで落とせるならば
第１中間周波数を高く選べば、スプリアス特性に優れた
チューナを構成できることは、混変調歪特性と相反する
チューナの利得、雑音指数の特性上、きわめて有利とな
る。

以上のように＋　ｋ’の値としては−３（ｋ’（ｓ−す
なわち第１中間周波数ｆ□、１としては一３ＸｆＲｍａ
Ｘ＜　ｆｒ　Ｆ　１＜　５　Ｘ　ｆＲｍａｘとなり、高
周波入力信号の上限の３倍から５倍の間に設定すればよ
いことになる。実際に、ｆＩＦｉ　を、その間のどこに
設定するかということは一混変調φ特性、入カフィルタ
、周波数等を考慮し、その各場合の要求に応じて最適化
を行なえばよい。

以下、本発明による実施例について詳細に説明する。

第８図に１本発明の一実施例における０ＡＴＶコンバー
タ用のダブル・スーパー・ヘテロダイン方式のチューナ
のブロック図である。

端子６０から入力された入力信号は一人カフィルタ回路
６１に入力される。このフィルタ６１はＦＭ信号等を除
去するためのトラップ回路と一高域通過ろ波器を含んで
いる。その入力フィルタ回路の出力は、ピンダイオード
で構成される可変減衰器６２に入力される。この可変減
衰器の通過域での損失は約１〜１．６ｄＢであり、最大
減衰量は。

約６０ｄＢである。可変減衰器４２の出力［−ＲＦ増幅
器６３で増幅された後、ダイオード・シングル・バラン
ス・ミキサで構成される第１の混合器６４の第１の入力
端子に入力される。混合器６４の第２の入力端子には、
電圧制御発振器６６の出力が増幅器６６により所要のレ
ベルまで増幅されて入力されている。電圧制御発振器６
６は、希望チャンネルに対応した必要な発振信号を電圧
制御により発生する。第１の混合器６４は一電圧制御発
振器６６の発振信号により、混合器６４の第１の入力端
子に入力されたＴＶ倍信号、所定の第１の中間周波数１
３６０〜２２ｃｓ□ＭＨｚに周波数変換する。−例とし
て１５００Ｍ［ｌｚを選定し、混合方式として前述した
ように、第１の混合器の局部発振信号周波数、すなわち
電圧制御発振器の発振信号周波数と、受信ＴＶチャンネ
ル信号の周波数の差が第１中間周波数となるように設定
すると。

電圧制御発振器の必要な発振周波数帯域は１６６０〜１
９５０ＭＨ２とナル。

第１の混合器６４の出力は、　１５００ＭＩ（Ｚ（７）
第１の中間周波に周波数変換されたＴＶチャンネル信号
を１選択炉液する周波数固定のバンド・パス・フィルタ
６７に入力される。周波数固定のバンドハス・フィルタ
６７は、同軸形の誘電体フィルタであり一以降の回路で
隣接チャンネル妨害を極力避けるように、帯域幅は６Ｍ
Ｈｚとしている。固定のバンド・パス・フィルタ６７の
出力は、第２の混合器６８の第１の入力端子に入力され
る。第２の混合器６８の第２の入力端子には、固定発振
器６９の出力が入力される。第２の混合器６８は固定ノ
バンド・パス・フィルタ６７によって選択Ｆ波した第１
の中間周波数信号を第２の中間周波数に周波数変換する
。混合方式としては前述したように、第１中間周波数か
ら第２の固定発振器６９の周波数の差をとって第２中間
周波数となるように設定する。

７０は出力側の中間周波数増幅器における隣接チャンネ
ル妨害を抑圧するため、中間周波°数信号を選択涙液し
、上側および下側隣接チャンネルの映像搬送波信号と音
声搬送波信号の成分を減衰させるための固定バンド・パ
ス・フィルタとトラップ回路である。フィルタ７ｏの出
力は、第２の混合器６８で周波数変換された第２の中間
周波数を増幅する中間周波数増幅器７１で、所要のレベ
ルまで増幅される。

端子７２．７３［、それぞれＡＧＯ電圧供給端用端子、
選局電圧供給用端子である。

以上のような本発明の実施例によれば、前述したように
１次数の低いスプリアスの発生を可能な限り防止するこ
とができ、スプリアス特性に優れ。

工業的にも有利な、小形のダブル・スーパー・ヘテロダ
イン方式のチューナを、比較的容易に構成できる。

発明の詳細 な説明したように１本発明は、第１中間周波数よシ高い
周波数の第１の局部発振信号周波数と。

スプリアス妨害、ビート妨害を低減する入力フィルタの
出力信号からの受信信号周波数との差にょシ、第１中間
周波数を得ており、しかも、第１中間周波数を受信入力
周波数の上限の３倍から６倍までの間に設定している。

このため、スプリアスの次数の低いもの少なくとも３次
以下のスプリアスは、第１中間周波数の選択により、発
生を防止することができ−それらのスプリアスに対する
フィルタ特性は不要となる。ただし、妨害波の高調波が
希望波となる−必ず発生するスプリアスについては入力
フィルタでレベルを減衰させる必要がある。′また例え
ば、混変調歪特性と相反する利得や雑音指数等の特性か
らの要求で、混変調歪特性が劣る場合でも、第１中間周
波数を、受信信号の上限周波数の３倍〜６倍のうち１例
えば４．６倍程度に高く設定すれば４次以下のスプリア
スも発生しなくなるので、スプリアス特性としては有利
となり、入力フィルタにより、ビートの周波数関係を減
衰させば、妨害特性の良好なチューナが構成できる。Ｌ
、たがって、混変調歪特性の優劣により。

第１中間周波数の選択と、入力フィルタ特性の決定を行
なえば−よいという設計の自由度がある。

また、第１中間周波数から第２の局部発振周波数の差を
とることにより、第２中間周波数を得るため−その出力
周波数の関係を、その１まテレビの中間周波数とするこ
とができる。

さらには１周波数固定のバンド・パス・フィルタに誘電
体材料を用いることにより、以降の回路の他チヤンネル
妨害を少なくすることが小形であるにもかかわらず可能
となる。

結局、本発明によれば、妨害の強い次数の低いスプリア
スの発生を可能な限シ防ぐことができるので、スプリア
ス特性に優れ、また第１中間周波数がＧＩＩｚ帯となる
ため小形に構成でき、しかも回路構成上、調整力所が少
なく集積回路化が可能な部分を多く有しているので、量
産性が良い等の利点があり、その工業的価値は、きわめ
て高い。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＶＨＦＨＦ子電子チューナロック図、第
２図は従来のダブル・スーパー・ヘテロダイン方式のチ
ューナの基本的構成を示すブロック図、第３図は希望受
信チャンネルの第１中間周波数帯域内に、他チャンネル
による妨害信号が発生していることを示す説明図−第４
図は第１の混合器で発生する３次以下のスプリアスの周
波数関係図−第６図は本発明の一実施例におけるチュー
すの混合方式を示すブロック結線図、第６図は第４図の
一部拡大図、第７図は誘電体形バンド・バス・フィルタ
の斜視図、第８図に本発明の一実施例におけるチューナ
のブロック図である。 ６１・・・・・・入力フィルタ回路−６４・・・・・・
第１の混合器、６５・・・・・・電圧制御発振器、６６
・・・・・・増幅器。 ６７・・・・・・誘電体ハンド・パス・フィルタ、６８
・・・・・・第２の混合器、６９・・・・・・固定発振
器。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 ６ 第２図 第　４　図 Ｆ＋←４ｔｚ／ｆ　ＩＦＩ　） ２￥　５　図 ｈｒ：ｔ　ｆｈＦｚ 筆　６　図 Ｆｔ　（＝すｇ／ｆｘＨジ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号側に、周波数を可変あるいは切換えて入
   力信号を選択涙液する入力フィルタを有し−前記入力フ
   ィルタの出力からの信号と、周波数可変発振器からの信
   号とを混合して第１の中間周波数信号に周波数変換する
   第１の混合器と、この第１の中間周波数信号を選択涙液
   する周波数固定のフィルタと、前記周波数固定のフィル
   タ′の出力信号と周波数固定発振器からの信号とを混合
   して第２の中間周波数信号を得る第２の混合器とを具備
   し、前記周波数可変発振器からの発振信号周波数を第１
   の中間周波数より高い周波数とし、かつ前記第１の中間
   周波数を前記周波数固定発振器の発振周波数より高い周
   波数とし−また入力信号の上限周波数の３倍から５倍の
   間としておシ、さらに前記周波数固定のフィルタに誘電
   体形バンドパスフィルタを用いることを特徴とするチュ
   ーナ。
2. （２）入力信号周波数が５０ＭＩ（ｚから４５０Ｍ１（
   Ｚ−７’あり、上限周波数４ｅｓｏＭｔｌｚの３倍から
   ５倍の間、すなわち１３５０Ｍｌ（Ｚから２２５０ＭＨ
   ｚの間に第１中間周波数を選定したことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のチューナ。
3. （３）入力フィルタとして、ＦＭ信号等を除去するため
   のトラクブ回路と、バラクタ・ダイオードにより周波数
   を可変できる高域通過Ｆ波器とを含んでいることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載のチューナ。
4. （４）誘電体形バンドパスフィルタとして、同軸形誘電
   体フィルタを用いることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のチューナ。