JPS6030132B2 - パルス幅制御回路 - Google Patents
パルス幅制御回路Info
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- JPS6030132B2 JPS6030132B2 JP7659180A JP7659180A JPS6030132B2 JP S6030132 B2 JPS6030132 B2 JP S6030132B2 JP 7659180 A JP7659180 A JP 7659180A JP 7659180 A JP7659180 A JP 7659180A JP S6030132 B2 JPS6030132 B2 JP S6030132B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
- H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
- H03K5/2409—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using bipolar transistors
- H03K5/2418—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using bipolar transistors with at least one differential stage
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング電源の出力電圧等を安定化するた
めに必要なパルス幅制御回路に関するものである。
めに必要なパルス幅制御回路に関するものである。
スイッチング電源の制御回路としては検出電圧に応じて
出力パルス幅を変化させ電源出力を安定化するパルス幅
制御形式が多く用いられている。
出力パルス幅を変化させ電源出力を安定化するパルス幅
制御形式が多く用いられている。
第１図は従来のこの種パルス幅制御回路の一例であり、
１は入力端子、２は誤差増幅器、３は基準電圧源、４は
発振器、５は低抗、６はコンデンサ、７，８は電圧比較
器、１ ０はＡＮＤゲート、９は電圧源、１１は出力端
子であり、発振器４の発振周波数を決める抵抗５とコン
デンサ６が発振器４に接続され、コンデンサ６の端子信
号が電圧比較器７と８の各々負極入力端子に印加され、
電圧源９は電圧比較器８の正極入力端子に接続され、誤
差増幅器２の負極入力端子には入力端子１が、また正極
入力端子には基準電圧源３が接続され、誤差増幅器２の
出力は電圧比較器７の正極入力端子に接続され、電圧比
較器７と８の各出力はＡＮＤゲートー 川こ入力され、
ＡＮＤゲート１ ０の出力が出力端子１１に接続されて
いる。第２図は第１図の動作を説明する各部の波形であ
り、Ａは電圧比較器７の入力信号、Ｂは電圧比較器７の
出力信号、Ｃは電圧比較器８の入力信号、Ｄは電圧比較
器８の出力信号、Ｅは出力端子１１の信号である。従来
例の動作を詳述すると、入力端子１にはスイッチング電
源の出力検出電圧が印加され誤差増幅器２で基準電圧源
３の電圧との差が増幅される。
１は入力端子、２は誤差増幅器、３は基準電圧源、４は
発振器、５は低抗、６はコンデンサ、７，８は電圧比較
器、１ ０はＡＮＤゲート、９は電圧源、１１は出力端
子であり、発振器４の発振周波数を決める抵抗５とコン
デンサ６が発振器４に接続され、コンデンサ６の端子信
号が電圧比較器７と８の各々負極入力端子に印加され、
電圧源９は電圧比較器８の正極入力端子に接続され、誤
差増幅器２の負極入力端子には入力端子１が、また正極
入力端子には基準電圧源３が接続され、誤差増幅器２の
出力は電圧比較器７の正極入力端子に接続され、電圧比
較器７と８の各出力はＡＮＤゲートー 川こ入力され、
ＡＮＤゲート１ ０の出力が出力端子１１に接続されて
いる。第２図は第１図の動作を説明する各部の波形であ
り、Ａは電圧比較器７の入力信号、Ｂは電圧比較器７の
出力信号、Ｃは電圧比較器８の入力信号、Ｄは電圧比較
器８の出力信号、Ｅは出力端子１１の信号である。従来
例の動作を詳述すると、入力端子１にはスイッチング電
源の出力検出電圧が印加され誤差増幅器２で基準電圧源
３の電圧との差が増幅される。
発振器４は抵抗５とコンデンサ６で決まる周期的な三角
波または鋸歯状波等の積分波形を出力し、第１図におい
てはコンデンサ６の端子に生ずる鏡歯状波を出力し電圧
比較器７と８の負極入力端子に入力している。波形Ａ，
Ｃの鏡歯状波は発振器４の出力（周期Ｔ）で、波形Ａ中
に示したし，または〃２ は誤差増幅器２の出力であり
、このうちひ，は入力端子１の電位が基準電圧源３の電
圧より低い場合、またし２は入力端子１の電位が上記電
位よりさらに高い場合を示すものである。しかして、電
圧比較器７の正極入力端子がし２ の場合、その出力は
波形Ｂの実線の如くパルス幅ｔ２となり、一方談正極入
力端子がし，の場合その出力は波形Ｂにおいて点線で示
す如きパルス幅ｔ，なるパルスを電圧比較器７は出力す
る。これは入力端子１の電圧に応じて電圧比較器７の出
力パルス幅が変ることを示す。また電圧比較器８の負極
入力端子に加えられる波形Ｃの鎖歯状波は波形Ａの鋸歯
状波と同一のものであり、かつ波形Ｃ中に示したし３
は電圧源９の電圧を示す。電圧比較器８の出力は波形Ｄ
の如くパルス幅ｔ３なるパルスである。波形Ｅは波形Ｂ
の信号と波形Ｄの信号をＡＮＤゲート１ ０で論理積を
とった信号であり、電圧比較器７からの出力が波形Ｂの
実線の場合には波形Ｅの実線の如くパルス幅ｔ２なるパ
ルスとなり、また波形Ｂの点線の場合にはパルス幅上，
より波形Ｄのパルス幅ｔ３の方が小さいため波形Ｅにお
いて点線で示す如くパルス幅らなるパルスが出力端子１
１に出力される。したがって、入力端子１の電圧に応じ
て出力端子１１の信号パルス幅は零かららの間を可変し
得る。ここで波形Ｄのパルス幅ら‘まスイッチング電源
のパルス幅制御で必要とする最大デューティ比を設定す
るためのものであり、第２図においては最大デューティ
比はｔ３／Ｔとなる。最大デューティ比を任意に設定す
るたには電圧源９の電圧を任意に設定すればよいことは
以上の説明により明らかである。ところで、以上説明し
た従来のパルス幅制御回路は発振器４の出力を複数の各
電圧比較器（第１図では７と８）の一方の入力端子、す
なわち負極入力端子に共通に印加すると共に、これらの
電圧比較器Ｔ，８からの出力の論理積を後続接続したＡ
ＮＤゲートー０‘こよってとるように構成されているた
め、回路を構成するにあたり複数個の電圧比較器、ＡＮ
Ｄゲート等の回路部品を要すると共に、これに起因して
回路構成が複雑になるという欠点があった。
波または鋸歯状波等の積分波形を出力し、第１図におい
てはコンデンサ６の端子に生ずる鏡歯状波を出力し電圧
比較器７と８の負極入力端子に入力している。波形Ａ，
Ｃの鏡歯状波は発振器４の出力（周期Ｔ）で、波形Ａ中
に示したし，または〃２ は誤差増幅器２の出力であり
、このうちひ，は入力端子１の電位が基準電圧源３の電
圧より低い場合、またし２は入力端子１の電位が上記電
位よりさらに高い場合を示すものである。しかして、電
圧比較器７の正極入力端子がし２ の場合、その出力は
波形Ｂの実線の如くパルス幅ｔ２となり、一方談正極入
力端子がし，の場合その出力は波形Ｂにおいて点線で示
す如きパルス幅ｔ，なるパルスを電圧比較器７は出力す
る。これは入力端子１の電圧に応じて電圧比較器７の出
力パルス幅が変ることを示す。また電圧比較器８の負極
入力端子に加えられる波形Ｃの鎖歯状波は波形Ａの鋸歯
状波と同一のものであり、かつ波形Ｃ中に示したし３
は電圧源９の電圧を示す。電圧比較器８の出力は波形Ｄ
の如くパルス幅ｔ３なるパルスである。波形Ｅは波形Ｂ
の信号と波形Ｄの信号をＡＮＤゲート１ ０で論理積を
とった信号であり、電圧比較器７からの出力が波形Ｂの
実線の場合には波形Ｅの実線の如くパルス幅ｔ２なるパ
ルスとなり、また波形Ｂの点線の場合にはパルス幅上，
より波形Ｄのパルス幅ｔ３の方が小さいため波形Ｅにお
いて点線で示す如くパルス幅らなるパルスが出力端子１
１に出力される。したがって、入力端子１の電圧に応じ
て出力端子１１の信号パルス幅は零かららの間を可変し
得る。ここで波形Ｄのパルス幅ら‘まスイッチング電源
のパルス幅制御で必要とする最大デューティ比を設定す
るためのものであり、第２図においては最大デューティ
比はｔ３／Ｔとなる。最大デューティ比を任意に設定す
るたには電圧源９の電圧を任意に設定すればよいことは
以上の説明により明らかである。ところで、以上説明し
た従来のパルス幅制御回路は発振器４の出力を複数の各
電圧比較器（第１図では７と８）の一方の入力端子、す
なわち負極入力端子に共通に印加すると共に、これらの
電圧比較器Ｔ，８からの出力の論理積を後続接続したＡ
ＮＤゲートー０‘こよってとるように構成されているた
め、回路を構成するにあたり複数個の電圧比較器、ＡＮ
Ｄゲート等の回路部品を要すると共に、これに起因して
回路構成が複雑になるという欠点があった。
本発明は上記の欠点を改善し、複数の電圧比較器とＡＮ
Ｄゲートを一体化したことを特徴とし、その目的はパル
ス幅制御回路を構成する部品数を大幅に削減し、構成の
簡略化を図ったパルス幅制御回路を提供するにある。
Ｄゲートを一体化したことを特徴とし、その目的はパル
ス幅制御回路を構成する部品数を大幅に削減し、構成の
簡略化を図ったパルス幅制御回路を提供するにある。
以下、図面に沿って本発明を詳述すると、第３図は本発
明による実施例を示すものであり、図において２川ま正
極入力端子を２個有する電圧比較器であり、他のものに
ついて第１図に示した構成と実質的に同機であるものは
説明の重複を避けるため第１図の場合と同一の符号を付
して説明を省略する。
明による実施例を示すものであり、図において２川ま正
極入力端子を２個有する電圧比較器であり、他のものに
ついて第１図に示した構成と実質的に同機であるものは
説明の重複を避けるため第１図の場合と同一の符号を付
して説明を省略する。
しかして、電圧比較器２０の負極入力端子には発振器４
の出力が印加され、電圧比較器２０の２個の正極入力端
子にはそれぞれ誤差増幅器２の出力と最大パルス幅を設
定するための直流電圧からなる電圧源９が接続されてい
る。第４図は電圧比較器２０の−構成例を示し、４０は
負極入力端子、４１，４２は正極入力端子、４４は電源
端子、４５は地気端子、３０，３１，３２はＰＮＰ形の
トランジスタ、３３，３４は抵抗であり、トランジスタ
３０，３１，３２はすべてのェミツタを共通に接続して
抵抗３３を介し電源端子４４に接続され、トランジスタ
３０のコレクタは抵抗３４を介し地気端子４５に接続さ
れると共に出力端子１１に接続され、トランジスタ３１
，３２の各コレクタは池気端子４５に接続されている。
動作にあたっては負極入力端子４０の電位（以下すべて
の電位は地気端子４５の電位に対するものである）に対
し、正極入力端子４１の電位が十分に高い場合にはトラ
ンジスタ３１は遮断しており、よってトランジスタ３０
とトランジスタ３２は一般の差動増幅回路を構成し、負
極入力端子４０の電位に対し正極入力端子４２の電位が
高ければトランジスタ３０が導通し抵抗３４を介し出力
端子１１には高電位信号が出力され、逆に正極入力端子
４２の電位が低くければトランジスタ３０は遮断して出
力端子１１は零電位信号となる。したがって、負極入力
端子４０の電位に対し正極入力端子４１と４２の電位が
両者共に高い場合、トランジスタ３０は導適するため、
出力端子１１は高電位となり、一方正極入力端子４１ま
たは４２の電位のいずれかが負極入力端子４０の電位よ
り低ければ電位の低いトランジスタ３１，３２のいずれ
かが導通し、トランジスタ３０‘ま遮断するため、出力
端子１１は零電位となる。したがって第４図に示す電圧
比較器２０は正極入力端子４１と４２の各々が負極入力
端子４０‘こ対し電圧比較機能を有し、かつ正極入力端
子４１と４２にＥ肋ロされる２個の信号に対し電圧比較
出力の論理積がとられており、本発明に用いられる電圧
比較器２０は第１図に示した２個の電圧比較器７，８と
ＡＮＤゲート１０で構成される機能とまった〈同一であ
る。そして本発明による実施例では電圧比鮫器を構成す
る差動増幅器の正極入力トランジスタ、例えばトランジ
スタ３１のェミツタとコレクタを共通にする他のトラン
ジスタ３２を１個追加するだけで容易に電圧比較器２０
を構成することができる。第５図は本発明による他の実
施例であり、５０は誤差増幅器、５１は基準電圧源、５
２は３個の正極入力端子を有する電圧比較器、５３は直
流直流変換器、５４，５７はダイオード、５５，５６は
スイッチング電源、５８は出力負荷、５９は電圧監視器
であり、ここに示した例は出力にダイオード５４，５７
を各々設けた２個のスイッチング電源５５，５６の出力
（ダイオード５４と５７のカソード側）をそれぞれ接続
し、出力負荷５８に該出力を供給することによりスイッ
チング電源５５または５６のいずれかの動作が停止して
も他方のスイッチング電源５５または５６の出力を確実
に出力負荷５８に供給できる公知の二重化電源供給方法
である。
の出力が印加され、電圧比較器２０の２個の正極入力端
子にはそれぞれ誤差増幅器２の出力と最大パルス幅を設
定するための直流電圧からなる電圧源９が接続されてい
る。第４図は電圧比較器２０の−構成例を示し、４０は
負極入力端子、４１，４２は正極入力端子、４４は電源
端子、４５は地気端子、３０，３１，３２はＰＮＰ形の
トランジスタ、３３，３４は抵抗であり、トランジスタ
３０，３１，３２はすべてのェミツタを共通に接続して
抵抗３３を介し電源端子４４に接続され、トランジスタ
３０のコレクタは抵抗３４を介し地気端子４５に接続さ
れると共に出力端子１１に接続され、トランジスタ３１
，３２の各コレクタは池気端子４５に接続されている。
動作にあたっては負極入力端子４０の電位（以下すべて
の電位は地気端子４５の電位に対するものである）に対
し、正極入力端子４１の電位が十分に高い場合にはトラ
ンジスタ３１は遮断しており、よってトランジスタ３０
とトランジスタ３２は一般の差動増幅回路を構成し、負
極入力端子４０の電位に対し正極入力端子４２の電位が
高ければトランジスタ３０が導通し抵抗３４を介し出力
端子１１には高電位信号が出力され、逆に正極入力端子
４２の電位が低くければトランジスタ３０は遮断して出
力端子１１は零電位信号となる。したがって、負極入力
端子４０の電位に対し正極入力端子４１と４２の電位が
両者共に高い場合、トランジスタ３０は導適するため、
出力端子１１は高電位となり、一方正極入力端子４１ま
たは４２の電位のいずれかが負極入力端子４０の電位よ
り低ければ電位の低いトランジスタ３１，３２のいずれ
かが導通し、トランジスタ３０‘ま遮断するため、出力
端子１１は零電位となる。したがって第４図に示す電圧
比較器２０は正極入力端子４１と４２の各々が負極入力
端子４０‘こ対し電圧比較機能を有し、かつ正極入力端
子４１と４２にＥ肋ロされる２個の信号に対し電圧比較
出力の論理積がとられており、本発明に用いられる電圧
比較器２０は第１図に示した２個の電圧比較器７，８と
ＡＮＤゲート１０で構成される機能とまった〈同一であ
る。そして本発明による実施例では電圧比鮫器を構成す
る差動増幅器の正極入力トランジスタ、例えばトランジ
スタ３１のェミツタとコレクタを共通にする他のトラン
ジスタ３２を１個追加するだけで容易に電圧比較器２０
を構成することができる。第５図は本発明による他の実
施例であり、５０は誤差増幅器、５１は基準電圧源、５
２は３個の正極入力端子を有する電圧比較器、５３は直
流直流変換器、５４，５７はダイオード、５５，５６は
スイッチング電源、５８は出力負荷、５９は電圧監視器
であり、ここに示した例は出力にダイオード５４，５７
を各々設けた２個のスイッチング電源５５，５６の出力
（ダイオード５４と５７のカソード側）をそれぞれ接続
し、出力負荷５８に該出力を供給することによりスイッ
チング電源５５または５６のいずれかの動作が停止して
も他方のスイッチング電源５５または５６の出力を確実
に出力負荷５８に供給できる公知の二重化電源供給方法
である。
しかして、スイッチング電源５５において直流直流変換
器５３は電圧比較器５２の出力パルス幅に応じて出力電
圧を可変する機能を有するものである。
器５３は電圧比較器５２の出力パルス幅に応じて出力電
圧を可変する機能を有するものである。
二重化電源供給方法では各スイッチング電源５５または
５６は出力にダイオード５４または５７は介して互に接
続することにより、例えば直流直流変換器５３が障害に
より出力が不足したような場合にはダイオード５４が逆
バイアスにより逆流防止用のダイオードとして機能しス
イッチング電源５６から直流直流変換器５３への出力の
供給を遮断しスイッチング電源５５の破壊を防止すると
共に、出力負荷５８への電圧供給は専らスイッチング電
源５６からおこなわれる。この時電圧監視器５９はダイ
オード５４のアノード電極側の電圧が低下したことを検
出しスイッチング電源５５が障害となったことを検出す
る。また、例えばスイッチング電源５５の出力が規定の
値より過電圧になった場合ダイオード５４のアノード電
極側の電圧が過昇したことを電圧監視器５９が検出し一
般にはスイッチング電源５５の動作を直ちに停止し出力
負荷５８へ過大な電圧が供給されることを防止する。仮
に電圧監視器５９がダイオード５４のカソード電極、す
なわち出力負荷５８に供給する電圧を検出すると、該電
圧が過電圧となる障害が発生すると、該過電圧の原因が
スイッチング電源５５の障害かスイッチング電源５６の
障害か識別できし・。このため各スイッチング電源５５
または５６の電圧監視器は必ずダイオード５４または５
７のアノード電極の電圧を検出するようになっている。
そしてスイッチ‐ング電源５５の出力電圧を安定化する
ためにダイオード５４のカソード電極の電圧を誤差増幅
器２が検出して基準電圧源３の電圧との差を増幅し電圧
比較器５２でパルス幅を可変して直流直流変換器５３の
動作を制御する。以上説明した二重化電源供給方法にお
いて、もしスイッチング電源５５の出力電圧がスイッチ
ング電源５６の出力電圧より低く設定されていると、出
力負荷５８への電流の供給は上言己設定出力電圧の高い
スイッチング電源５６から常時おこなわれている。
５６は出力にダイオード５４または５７は介して互に接
続することにより、例えば直流直流変換器５３が障害に
より出力が不足したような場合にはダイオード５４が逆
バイアスにより逆流防止用のダイオードとして機能しス
イッチング電源５６から直流直流変換器５３への出力の
供給を遮断しスイッチング電源５５の破壊を防止すると
共に、出力負荷５８への電圧供給は専らスイッチング電
源５６からおこなわれる。この時電圧監視器５９はダイ
オード５４のアノード電極側の電圧が低下したことを検
出しスイッチング電源５５が障害となったことを検出す
る。また、例えばスイッチング電源５５の出力が規定の
値より過電圧になった場合ダイオード５４のアノード電
極側の電圧が過昇したことを電圧監視器５９が検出し一
般にはスイッチング電源５５の動作を直ちに停止し出力
負荷５８へ過大な電圧が供給されることを防止する。仮
に電圧監視器５９がダイオード５４のカソード電極、す
なわち出力負荷５８に供給する電圧を検出すると、該電
圧が過電圧となる障害が発生すると、該過電圧の原因が
スイッチング電源５５の障害かスイッチング電源５６の
障害か識別できし・。このため各スイッチング電源５５
または５６の電圧監視器は必ずダイオード５４または５
７のアノード電極の電圧を検出するようになっている。
そしてスイッチ‐ング電源５５の出力電圧を安定化する
ためにダイオード５４のカソード電極の電圧を誤差増幅
器２が検出して基準電圧源３の電圧との差を増幅し電圧
比較器５２でパルス幅を可変して直流直流変換器５３の
動作を制御する。以上説明した二重化電源供給方法にお
いて、もしスイッチング電源５５の出力電圧がスイッチ
ング電源５６の出力電圧より低く設定されていると、出
力負荷５８への電流の供給は上言己設定出力電圧の高い
スイッチング電源５６から常時おこなわれている。
この時スイッチング電源５５の誤差増幅器２の負極入力
端子には設定出力電圧より高い電圧がスイッチング電源
５６より印加されるため、電圧比較器５２の出力パルス
幅を小さくし、ダイオード５４のアノード電極の電圧を
低下させるように制御して電圧監視器５９はあたかもス
イッチング電源５５の出力電圧が低下する障害と見なし
てしまう。この誤動作を防止するため、ダイオード５４
のアノード電極の電圧を検出して基準電圧源５１の電圧
との差を誤差増幅器５０で増幅し、電圧比較器５２の出
力パルス幅が小さくならないように制御し、ダイオード
５４のアノ−ド電極の電圧を電圧監視器５９の不足電圧
検出とならないような値に機能が通常附加される。第１
図に示す従来のパルス幅制御回路では上記附加機能とし
て誤差増幅器５０の出力を発振器４の出力と比較する別
の電圧比較器、とＡＮＤゲート１０‘こ代る３入力の他
のＡＮＤゲートが必要となるｔ しかし、本発明によれ
ば第４図に示す電圧比較器のトランジスタ３１また３２
のェミツタとコレクタを共通とする他のＰＮＰ形のトラ
ンジスタを１個追加して該トランジスタのベースを誤差
増幅器５０の出力に接続すればよいことは以上の説明か
ら明らかである。
端子には設定出力電圧より高い電圧がスイッチング電源
５６より印加されるため、電圧比較器５２の出力パルス
幅を小さくし、ダイオード５４のアノード電極の電圧を
低下させるように制御して電圧監視器５９はあたかもス
イッチング電源５５の出力電圧が低下する障害と見なし
てしまう。この誤動作を防止するため、ダイオード５４
のアノード電極の電圧を検出して基準電圧源５１の電圧
との差を誤差増幅器５０で増幅し、電圧比較器５２の出
力パルス幅が小さくならないように制御し、ダイオード
５４のアノ−ド電極の電圧を電圧監視器５９の不足電圧
検出とならないような値に機能が通常附加される。第１
図に示す従来のパルス幅制御回路では上記附加機能とし
て誤差増幅器５０の出力を発振器４の出力と比較する別
の電圧比較器、とＡＮＤゲート１０‘こ代る３入力の他
のＡＮＤゲートが必要となるｔ しかし、本発明によれ
ば第４図に示す電圧比較器のトランジスタ３１また３２
のェミツタとコレクタを共通とする他のＰＮＰ形のトラ
ンジスタを１個追加して該トランジスタのベースを誤差
増幅器５０の出力に接続すればよいことは以上の説明か
ら明らかである。
以上説明したように本発明によれば、発振器からの三角
波または鏡歯状波を電圧比較器の一方の極性の入力端子
に印加し、他方の極性の複数の入力端子に最大に最大パ
ルス幅を設定するために任意に設定された直流電圧と１
個以上の誤差増幅器の出力を印加するように構成してい
るため、パルス幅制御回路を構成する部品数を大幅に低
下させることができる利点があり、特にこの種のパルス
幅制御回路を集積化する場合に極めて有用である。
波または鏡歯状波を電圧比較器の一方の極性の入力端子
に印加し、他方の極性の複数の入力端子に最大に最大パ
ルス幅を設定するために任意に設定された直流電圧と１
個以上の誤差増幅器の出力を印加するように構成してい
るため、パルス幅制御回路を構成する部品数を大幅に低
下させることができる利点があり、特にこの種のパルス
幅制御回路を集積化する場合に極めて有用である。
第１図は従来のパルス幅制御回路、第２図は第１図の動
作を説明するための動作波形図、第３図は本発明の一実
施例の回路図、第４図は本発明に用いる電圧比較器の一
例の回路図、第５図は本発明の他の実施例による応用回
路図である。 １……入力端子、２，５０……誤差増幅器、３，５１・
・・・・・基準電圧源、４・・・・・・発振器、５，３
３，３４…・・・抵抗、６・・・・・・コンデンサ、７
，８，２０，５２…・・・電圧比較器、１ ０・…・・
ＡＮＤゲ−ト、１１・…・・出力端子、９・・・・・・
電圧源、３０，３１，３２・・・・・・トランジスタ、
４０・・・・・・負極入力端子、４１，４２・・・・・
・正極入力端子、４４・・・…電源端子、４５・・・・
・・地気端子、５３・・・・・・直流直流変換器、５４
，５７……ダイオード、５５，５６……スイッチング電
源、５８・・…・出力負荷、５９…・・・電圧監視器。 オ１図オ２図 才３図 汁ム図 オ５図
作を説明するための動作波形図、第３図は本発明の一実
施例の回路図、第４図は本発明に用いる電圧比較器の一
例の回路図、第５図は本発明の他の実施例による応用回
路図である。 １……入力端子、２，５０……誤差増幅器、３，５１・
・・・・・基準電圧源、４・・・・・・発振器、５，３
３，３４…・・・抵抗、６・・・・・・コンデンサ、７
，８，２０，５２…・・・電圧比較器、１ ０・…・・
ＡＮＤゲ−ト、１１・…・・出力端子、９・・・・・・
電圧源、３０，３１，３２・・・・・・トランジスタ、
４０・・・・・・負極入力端子、４１，４２・・・・・
・正極入力端子、４４・・・…電源端子、４５・・・・
・・地気端子、５３・・・・・・直流直流変換器、５４
，５７……ダイオード、５５，５６……スイッチング電
源、５８・・…・出力負荷、５９…・・・電圧監視器。 オ１図オ２図 才３図 汁ム図 オ５図
Claims (1)
- １ 少なくとも１個以上の誤差増幅器と、三角波または
鋸歯状波信号を出力する発振器と、一方の極性を有する
１個の入力端子と他方の極性の複数個の入力端子を有す
る電圧比較器から構成され、該電圧比較器の一方の極性
の入力端子に前記発振器の出力信号を印加し、かつ他の
極性の入力端子に前記誤差増幅器の出力信号と任意に設
定された直流電圧を印加してなることを特徴とするパル
ス幅制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7659180A JPS6030132B2 (ja) | 1980-06-09 | 1980-06-09 | パルス幅制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7659180A JPS6030132B2 (ja) | 1980-06-09 | 1980-06-09 | パルス幅制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS573421A JPS573421A (en) | 1982-01-08 |
| JPS6030132B2 true JPS6030132B2 (ja) | 1985-07-15 |
Family
ID=13609543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7659180A Expired JPS6030132B2 (ja) | 1980-06-09 | 1980-06-09 | パルス幅制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6030132B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6220646U (ja) * | 1985-07-22 | 1987-02-07 | ||
| JP4884083B2 (ja) * | 2006-06-02 | 2012-02-22 | 本田技研工業株式会社 | 二重管の曲げ加工用芯金 |
| CN107505113B (zh) * | 2017-08-30 | 2020-03-20 | 扬州昀昇电子科技有限公司 | 一种冲击测试仪 |
-
1980
- 1980-06-09 JP JP7659180A patent/JPS6030132B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS573421A (en) | 1982-01-08 |
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