JPS6032204B2 - 直流−交流変換装置の制御装置 - Google Patents
直流−交流変換装置の制御装置Info
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- JPS6032204B2 JPS6032204B2 JP53072536A JP7253678A JPS6032204B2 JP S6032204 B2 JPS6032204 B2 JP S6032204B2 JP 53072536 A JP53072536 A JP 53072536A JP 7253678 A JP7253678 A JP 7253678A JP S6032204 B2 JPS6032204 B2 JP S6032204B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流電力を交流電力系統へ供給する直流−交流
変換装置の制御装置に関する。
変換装置の制御装置に関する。
従釆この種の直流−交流変換装置は他励ィンバータ装置
を主体として変換を行うようにしていたため、電力の供
給と同時に位相制御より生じる無電力を吸収するように
変換電力の７０％程度の容量をコンデンサ設備と用いて
力率を補助を補償する必要があり、このため設備が大型
となるのを避け得なかった。
を主体として変換を行うようにしていたため、電力の供
給と同時に位相制御より生じる無電力を吸収するように
変換電力の７０％程度の容量をコンデンサ設備と用いて
力率を補助を補償する必要があり、このため設備が大型
となるのを避け得なかった。
この点を考慮して本発明は目励ィンバータ装置を用いる
と共にこれをうまく制御することにより、系統より無効
電力の供給を受けることなく直流電力を交流電力に変換
できるようにし、かくして従来の問題点を一挙に解決し
ようとするものである。
と共にこれをうまく制御することにより、系統より無効
電力の供給を受けることなく直流電力を交流電力に変換
できるようにし、かくして従来の問題点を一挙に解決し
ようとするものである。
これに加えて本発明においては、自励ィンバータ装置を
用いて電力の交流動作を開始し、又は停止するに際して
自励ィンバータ装置の過渡じよう乱や、異常動作が発生
するおそれを有効に回避できる制御装置を提案しようと
するものである。
用いて電力の交流動作を開始し、又は停止するに際して
自励ィンバータ装置の過渡じよう乱や、異常動作が発生
するおそれを有効に回避できる制御装置を提案しようと
するものである。
以下図面について本発明の一例を詳述しよう。第１図は
本発明に依る直流−交流変換装置の主回路を示すもので
１は交流電力系統、２は一端を接地した出力電圧Ｅｄの
直流電源、３は直流電源２に接続された自励ィンバータ
装置、４は自励ィンバータ装置３の出力を３相交流とし
て送出する変圧器、５は変圧器４と交流電力系統１とを
結合する開閉器をそれぞれ示す。この実施例の場合目励
インバータ装置３はマクマレィーベットボードの転流回
路構成の３相分のィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃを具
える。
本発明に依る直流−交流変換装置の主回路を示すもので
１は交流電力系統、２は一端を接地した出力電圧Ｅｄの
直流電源、３は直流電源２に接続された自励ィンバータ
装置、４は自励ィンバータ装置３の出力を３相交流とし
て送出する変圧器、５は変圧器４と交流電力系統１とを
結合する開閉器をそれぞれ示す。この実施例の場合目励
インバータ装置３はマクマレィーベットボードの転流回
路構成の３相分のィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃを具
える。
各相ィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃは２組の一対のサ
イリスタ６及び７，８及び９をリアクトル１０，１１に
よってそれぞれ直列に接続し、リアクトル１０及び１１
の中点を切換出力端として導出するようになされている
。なお各相ィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃにおいて、
それぞれ１２〜１５はそれぞれサィリスタ６〜９に並列
に接続された転流コンデンサ、１６〜１９は同様に並列
接続されたバイパスダイオードである。しかるに各相イ
ンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃの一対のサイリスタ６及
び７，８及び９は交互に通電され、かつ一方が通電した
とき他方や消弧するようなされている。
イリスタ６及び７，８及び９をリアクトル１０，１１に
よってそれぞれ直列に接続し、リアクトル１０及び１１
の中点を切換出力端として導出するようになされている
。なお各相ィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃにおいて、
それぞれ１２〜１５はそれぞれサィリスタ６〜９に並列
に接続された転流コンデンサ、１６〜１９は同様に並列
接続されたバイパスダイオードである。しかるに各相イ
ンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃの一対のサイリスタ６及
び７，８及び９は交互に通電され、かつ一方が通電した
とき他方や消弧するようなされている。
すなわち今サイリスタ６が通電している状態であれば、
このときコンデンサ１３は直流電源２の出力電圧Ｅｄで
充電されている。この状態でサィリスタ７に点弧パルス
が与えられると、コンデンサ１３は電荷はリアクトル１
０とサィリスタ７を通して放電する。この時コンデンサ
ー３の電圧は転流リアクトルー０１こ印加されるため、
サィリスタ６の陰極電位は直流電圧の２倍に押しあげら
れる。サィリスタ６に逆電圧が印加されるのでサィリス
タ６は消弧する。同じようにサィリスタ７が通電してい
る状態で、サィリス夕６が点弧すると、サィリスタ７は
消弧する。
このときコンデンサ１３は直流電源２の出力電圧Ｅｄで
充電されている。この状態でサィリスタ７に点弧パルス
が与えられると、コンデンサ１３は電荷はリアクトル１
０とサィリスタ７を通して放電する。この時コンデンサ
ー３の電圧は転流リアクトルー０１こ印加されるため、
サィリスタ６の陰極電位は直流電圧の２倍に押しあげら
れる。サィリスタ６に逆電圧が印加されるのでサィリス
タ６は消弧する。同じようにサィリスタ７が通電してい
る状態で、サィリス夕６が点弧すると、サィリスタ７は
消弧する。
第１図において各相ィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃの
２つの並列回路のサィリスタは、その出力点ａ及びｂ，
ｃ及びｄ，ｅ及びｆの電位Ｖａ及びＶｂ，Ｖｃ及びＶｄ
，Ｖｅ及びＶｆが第２図Ｃ及びＦ，Ｄ及びＧ，Ｅ及び日
に示す如く相互に１２０ｏをもって変化するように点弧
制御される。
２つの並列回路のサィリスタは、その出力点ａ及びｂ，
ｃ及びｄ，ｅ及びｆの電位Ｖａ及びＶｂ，Ｖｃ及びＶｄ
，Ｖｅ及びＶｆが第２図Ｃ及びＦ，Ｄ及びＧ，Ｅ及び日
に示す如く相互に１２０ｏをもって変化するように点弧
制御される。
しかるに１相のィンバータ回路、例えば第１相のインバ
ータ回路３Ａに着目すれば、出力点ａの電位Ｖａはサィ
リスタ６が導適している時は直流電圧Ｅｄとなり、逆に
サィリスタ７が導適している時は接地電位すなわち０電
位となる（第２図ｃ）。
ータ回路３Ａに着目すれば、出力点ａの電位Ｖａはサィ
リスタ６が導適している時は直流電圧Ｅｄとなり、逆に
サィリスタ７が導適している時は接地電位すなわち０電
位となる（第２図ｃ）。
同様にして出力点６の電位Ｖｂはサィリスタ８が導適し
ている時は直流電圧Ｅｄとなり、逆にサィリスタ９が導
適している時は０電位となる（第２図Ｆ）。従って出力
点ａ及びｂの電位の変化の値は同様であるが、両者間に
は位相差）があり、従って出力点ａ及びｂ間の電圧差Ｖ
机は第２図１に示す如く、この位相差０を立上り幅とす
る矩形波電圧を形成することになる。同様にして第２相
、第３相のィンバー夕回路３Ｂ，３Ｃについても、出力
点ｃ及びｄ間電圧Ｖｃｄ、出力点ｅ及びｆ間電圧Ｖｅｆ
はそれぞれ第２図Ｊ，Ｋに示す如く、位相幅が？で相互
に１２０ｏ位相のずれた矩形波電圧となる。
ている時は直流電圧Ｅｄとなり、逆にサィリスタ９が導
適している時は０電位となる（第２図Ｆ）。従って出力
点ａ及びｂの電位の変化の値は同様であるが、両者間に
は位相差）があり、従って出力点ａ及びｂ間の電圧差Ｖ
机は第２図１に示す如く、この位相差０を立上り幅とす
る矩形波電圧を形成することになる。同様にして第２相
、第３相のィンバー夕回路３Ｂ，３Ｃについても、出力
点ｃ及びｄ間電圧Ｖｃｄ、出力点ｅ及びｆ間電圧Ｖｅｆ
はそれぞれ第２図Ｊ，Ｋに示す如く、位相幅が？で相互
に１２０ｏ位相のずれた矩形波電圧となる。
これら第１相、第２相、第３相のィンバータ回路３Ａ，
３Ｂ，３Ｃの出力電圧Ｖａｂ，Ｖｑ，Ｖｅｆは変圧器４
において△−Ｙ結合され、かくして変圧器４の二次側に
第２図Ｌ，Ｍ，Ｎに示す如き階段状の出力が直流交換装
置のＲ−Ｔ相間電圧ＶＲＴ，Ｓ−Ｔ相間電圧ＶｓＴ，Ｔ
−Ｓ相間電圧ＶＴｓとして得られる。
３Ｂ，３Ｃの出力電圧Ｖａｂ，Ｖｑ，Ｖｅｆは変圧器４
において△−Ｙ結合され、かくして変圧器４の二次側に
第２図Ｌ，Ｍ，Ｎに示す如き階段状の出力が直流交換装
置のＲ−Ｔ相間電圧ＶＲＴ，Ｓ−Ｔ相間電圧ＶｓＴ，Ｔ
−Ｓ相間電圧ＶＴｓとして得られる。
かくして交流電力系統１に対して第２図Ｂに示す如き正
弦波形の３相相間電圧をもつ第２図Ａに示す如き３相系
統電圧が供給される。
弦波形の３相相間電圧をもつ第２図Ａに示す如き３相系
統電圧が供給される。
なお第２図においては、直流−交流変換装置の出力は交
流電力系統１と同期している場合を示し、自励ィンバー
タ装置３のａ−ｂ間電圧Ｖ小 ｃ−ｄ間電圧Ｖ伽 ｅ−
ｆ間電圧Ｖｅｆはそれぞれ交流電力系統１のＲ相電圧、
Ｓ相電圧、Ｔ相電圧と同期している。交流電力系統１の
電圧の制御は各相ィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃのサ
イリ・ス夕６及び７、並に８及び９の導適期間をずらせ
ることによって行わせ得る。
流電力系統１と同期している場合を示し、自励ィンバー
タ装置３のａ−ｂ間電圧Ｖ小 ｃ−ｄ間電圧Ｖ伽 ｅ−
ｆ間電圧Ｖｅｆはそれぞれ交流電力系統１のＲ相電圧、
Ｓ相電圧、Ｔ相電圧と同期している。交流電力系統１の
電圧の制御は各相ィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，３Ｃのサ
イリ・ス夕６及び７、並に８及び９の導適期間をずらせ
ることによって行わせ得る。
例えば第３図Ａに示す如く交流電力系統１のＲ相電圧を
制御する場合は、第３図ＢＩに示す如き位相幅◇の比較
的大きい出力状態から第３図Ｂ２，Ｂ３に示す如く、位
相幅めを徐々に狭くすることにより、中出力状態、小出
力状態に変更制御ができる。なお第２図及び第３図にお
いては直流−交流変換装置の出力と系統電力との間に位
相差がない場合を述べたが、位相差６をもって同期させ
る場合は、直流−交流変換装置のサィリスタの点弧制御
を変更して第４図に示す如き状態を得るようにすれば良
い。
制御する場合は、第３図ＢＩに示す如き位相幅◇の比較
的大きい出力状態から第３図Ｂ２，Ｂ３に示す如く、位
相幅めを徐々に狭くすることにより、中出力状態、小出
力状態に変更制御ができる。なお第２図及び第３図にお
いては直流−交流変換装置の出力と系統電力との間に位
相差がない場合を述べたが、位相差６をもって同期させ
る場合は、直流−交流変換装置のサィリスタの点弧制御
を変更して第４図に示す如き状態を得るようにすれば良
い。
ここで第４図Ａは交流電力系統１の相電圧、第４図Ｂは
交流電力系統１の相間電圧、第４図Ｃはａ−ｂ間電圧Ｖ
ａｂ、第４図ＤはＲ−Ｔ相電圧ＶＲＴをそれぞれ示す。
以上は直流−交流変換装置の主回路であるが、本発明に
おいては系統から無効電力の供給を受けることなく直流
電力に変換するため第５図に示す如き制御系を設ける。
交流電力系統１の相間電圧、第４図Ｃはａ−ｂ間電圧Ｖ
ａｂ、第４図ＤはＲ−Ｔ相電圧ＶＲＴをそれぞれ示す。
以上は直流−交流変換装置の主回路であるが、本発明に
おいては系統から無効電力の供給を受けることなく直流
電力に変換するため第５図に示す如き制御系を設ける。
なお主回路は第１図との対応部分に同一符号を附して示
す如く同様な構成をもち、各サィリスタの記号は消弧回
路を備えたものであることを示している。２１Ａ〜２４
Ｃはトリガ回路で、各相のィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，
３Ｃの４つのサィリスタ６，７，８，９に対して、トリ
ガタイミング回路２５によって指令されたタイミングの
点弧パルスをそれぞれ与える。
す如く同様な構成をもち、各サィリスタの記号は消弧回
路を備えたものであることを示している。２１Ａ〜２４
Ｃはトリガ回路で、各相のィンバータ回路３Ａ，３Ｂ，
３Ｃの４つのサィリスタ６，７，８，９に対して、トリ
ガタイミング回路２５によって指令されたタイミングの
点弧パルスをそれぞれ与える。
このトリガタイミング回路２５には交流電力系統１に接
続された系統電圧検出用変圧器２６の３相検出出力と、
直流−交流変換装置出力電圧の交流電力系統１の電圧に
対する位相６（第４図）を計算する位相差演算回路２７
の６出力と、直流−交流変換装置出力電圧の位相幅少（
第３図）を計算する位相幅演算回路２８のＪ出力とを条
件信号として受ける。位相差演算回路２７は系統電圧検
出用変圧器２６の検出出力を受けてこれを基準回路２９
から到来するアナログ信号形式の変換要求電力基準と比
較して位相差６を演算する。
続された系統電圧検出用変圧器２６の３相検出出力と、
直流−交流変換装置出力電圧の交流電力系統１の電圧に
対する位相６（第４図）を計算する位相差演算回路２７
の６出力と、直流−交流変換装置出力電圧の位相幅少（
第３図）を計算する位相幅演算回路２８のＪ出力とを条
件信号として受ける。位相差演算回路２７は系統電圧検
出用変圧器２６の検出出力を受けてこれを基準回路２９
から到来するアナログ信号形式の変換要求電力基準と比
較して位相差６を演算する。
また位相幅演算回路２８は直流電源２の出力端に接続さ
れた直流電圧検出器３０の出力と、位相差演算回路２７
の６出力とを受けてこれに相当する０出力を演出する。
なお第５図において３１は始動押ボタンスイッチで、主
回路の開閉器を閉じると共に、位相差演算回路２７の演
算動作を開始させることにより、直流−交流変換装置を
始動させる。第５図の構成の制御系において、その制御
は次の原理に基づいて行なわれる。
れた直流電圧検出器３０の出力と、位相差演算回路２７
の６出力とを受けてこれに相当する０出力を演出する。
なお第５図において３１は始動押ボタンスイッチで、主
回路の開閉器を閉じると共に、位相差演算回路２７の演
算動作を開始させることにより、直流−交流変換装置を
始動させる。第５図の構成の制御系において、その制御
は次の原理に基づいて行なわれる。
一般に自励インバータ装置３と、交流電力系統１との間
には第６図に示す如き関係がある。ここで亘Ｓは交流電
力系統１の電圧ベクトル、Ｅｃは目励ィンバータ装置３
の発生電圧の基本波電圧ベクトル、×は変圧器４及び系
統の交流リアクタンス、１は目励ィンバータ装置３から
系統へ流出する電流ベクトルを示す。しかるに流出する
電流１は次式で求められる。
には第６図に示す如き関係がある。ここで亘Ｓは交流電
力系統１の電圧ベクトル、Ｅｃは目励ィンバータ装置３
の発生電圧の基本波電圧ベクトル、×は変圧器４及び系
統の交流リアクタンス、１は目励ィンバータ装置３から
系統へ流出する電流ベクトルを示す。しかるに流出する
電流１は次式で求められる。
ｉ＝昌二９ …ｍｊＸ従って
電流ｉは有効成分ＩＲ及び無効成分ＩＬにより構成され
る。
電流ｉは有効成分ＩＲ及び無効成分ＩＬにより構成され
る。
ところでＥＳ及び亘Ｃの電圧振幅をＥＳ及びＥｃとし、
またＥｓがＥｃより進む位相角を８とし、交流電力系統
１へ供給される有効電力及び無効電力をそれぞれＰ，Ｑ
とすると、Ｐ，Ｑは次式で求められる。
またＥｓがＥｃより進む位相角を８とし、交流電力系統
１へ供給される有効電力及び無効電力をそれぞれＰ，Ｑ
とすると、Ｐ，Ｑは次式で求められる。
Ｐ＝三デミｉｎ６ ．．・‘２’Ｑ＝蔓（Ｅ
Ｓ−ＥＣＣＯＳ６） ‐‐‐｛３１この式より位相
角６又は目励ィンバータ装置３の出力電圧Ｅｃを制御す
ることにより、電力Ｐ及びＱを制御できることがわかる
。
Ｓ−ＥＣＣＯＳ６） ‐‐‐｛３１この式より位相
角６又は目励ィンバータ装置３の出力電圧Ｅｃを制御す
ることにより、電力Ｐ及びＱを制御できることがわかる
。
一方無効電力Ｑを系統により消費しないために第７図に
示す効く制御する。
示す効く制御する。
すなわち変換電力が零の状態（第７図Ａ）から変換電力
をだんだんと大きくして行った場合（第７図Ｂ，Ｃ）に
、目励ィンバータ装置３の出力電圧官ｃとして、系統電
圧Ｅｓとの同相成分がこのＥｓと等しくなると共に、系
統電圧Ｅｓとの垂直成分のみが可変となるような動作ベ
クトルを得るように制御する。かくすれば有効電力のみ
を系統へ変換することができる。なお第７図において、
Ｅｓは交流電力系統１の電圧ベクトル、Ｂｃは自励イン
バータの発生電圧の基本波電圧ベクトル、×は変圧器４
及び系統の交流リアクタンス、１，及び１２は系統へ流
出する電流、６，及び６２ はＥｃとＥｓ間の進みの位
相角である。ところでこのような制御をした場合、 Ｅ。
をだんだんと大きくして行った場合（第７図Ｂ，Ｃ）に
、目励ィンバータ装置３の出力電圧官ｃとして、系統電
圧Ｅｓとの同相成分がこのＥｓと等しくなると共に、系
統電圧Ｅｓとの垂直成分のみが可変となるような動作ベ
クトルを得るように制御する。かくすれば有効電力のみ
を系統へ変換することができる。なお第７図において、
Ｅｓは交流電力系統１の電圧ベクトル、Ｂｃは自励イン
バータの発生電圧の基本波電圧ベクトル、×は変圧器４
及び系統の交流リアクタンス、１，及び１２は系統へ流
出する電流、６，及び６２ はＥｃとＥｓ間の進みの位
相角である。ところでこのような制御をした場合、 Ｅ。
＝Ｃ毒も ．・・【４）Ｐ＝主事三２
‐‐‐｛５｝ Ｑ＝０ …【６１とな
る。
‐‐‐｛５｝ Ｑ＝０ …【６１とな
る。
ここでＥＳ及びＢｃの電圧振幅をＥｓ及びＥｃとし、Ｅ
ｃがＥｓより進む位相角を６とし、交流電力系統１へ供
給される有効電力及び無効電力をそれぞれＰ，Ｑとする
。そこで第５図の制御系においては変換要求電力基準を
基準回路２９から位相差演算回路２７へ与えるようにし
、かつ系統電圧検出用変圧器２６から系統電圧Ｅｓを位
相差演算回路２７に与えるようにし、これにより次式６
肌−・（礎） ．・・‘７） に基づいて位相差６を回路２７において計算する。
ｃがＥｓより進む位相角を６とし、交流電力系統１へ供
給される有効電力及び無効電力をそれぞれＰ，Ｑとする
。そこで第５図の制御系においては変換要求電力基準を
基準回路２９から位相差演算回路２７へ与えるようにし
、かつ系統電圧検出用変圧器２６から系統電圧Ｅｓを位
相差演算回路２７に与えるようにし、これにより次式６
肌−・（礎） ．・・‘７） に基づいて位相差６を回路２７において計算する。
この｛７｝式で決まる値を内容とする６出力は位相幅演
算回路２８に与えられ、この回路２８が■式に基づいて
ィンバータ出力電圧Ｅｃを計算する。
算回路２８に与えられ、この回路２８が■式に基づいて
ィンバータ出力電圧Ｅｃを計算する。
このとき位相幅演算回路２８は、直流電圧検出器３０か
ら到来する直流電圧Ｅｄと、演算により求めた出力電圧
Ｅｃとにより、次式に基づいて位相Ｚ幅ぐを演算する。
Ｅ。
ら到来する直流電圧Ｅｄと、演算により求めた出力電圧
Ｅｃとにより、次式に基づいて位相Ｚ幅ぐを演算する。
Ｅ。
＝２衿率・Ｅｄ・Ｓｉｎ考 ・・側なおこの（８｝
式は、第２図Ｌ〜Ｎについて上述した直流−交流変換装
置の相間電圧波形をフーリエ展開することにより求めら
れる。このようにして位相差演算回路２７及び位相幅演
算回路２８において得られた８信号及びＪ信号がトリガ
タィミソグ回路２５に入力されると、この回路２５は第
８図に示す如き構成により、点弧パルスの発生時点を決
定する。
式は、第２図Ｌ〜Ｎについて上述した直流−交流変換装
置の相間電圧波形をフーリエ展開することにより求めら
れる。このようにして位相差演算回路２７及び位相幅演
算回路２８において得られた８信号及びＪ信号がトリガ
タィミソグ回路２５に入力されると、この回路２５は第
８図に示す如き構成により、点弧パルスの発生時点を決
定する。
第８図において、４１は系統電圧検出用変圧器２６に接
続された制御用変圧器で、その出力端に接続された矩形
波発生回路４２にて系統電圧（第９図Ａ）に周期した矩
形波信号Ｓ，を発生させる（第９図Ｂ）。
続された制御用変圧器で、その出力端に接続された矩形
波発生回路４２にて系統電圧（第９図Ａ）に周期した矩
形波信号Ｓ，を発生させる（第９図Ｂ）。
この矩形波出力Ｓ，は、位相弁別器４３とその出力に応
じてディジタルパルスを発生する発振回路４４と、この
ディジタルパルス数を計数してオーバーフローごとにク
リアされる鏡歯状波出力Ｓ２（第９図Ｃ）を送出すると
共に、これを位相弁別器４３にフィードバックするカウ
ンタ回路４５とでなるＰＬＬ回路（フェーズドロツクル
ープ回路）４６に与えられる。カウンタ４５の鎖歯状波
出力Ｓ２はＰＬＬ回路４６の出力として加算器４７に与
えられ、これにて６信号と加算される。
じてディジタルパルスを発生する発振回路４４と、この
ディジタルパルス数を計数してオーバーフローごとにク
リアされる鏡歯状波出力Ｓ２（第９図Ｃ）を送出すると
共に、これを位相弁別器４３にフィードバックするカウ
ンタ回路４５とでなるＰＬＬ回路（フェーズドロツクル
ープ回路）４６に与えられる。カウンタ４５の鎖歯状波
出力Ｓ２はＰＬＬ回路４６の出力として加算器４７に与
えられ、これにて６信号と加算される。
かくすると、加算器４７の出力Ｓ３は第９図Ｄに示す如
く、位相差８の分だけ位相がずれることになる。因みに
ＰＬＬ出力Ｓ２と６信号が足し算されて、オーバフロー
すると零より始まるため、６信号に応じてディジタル信
号が時間的に早く発生したことになるからである。加算
器４７の出力Ｓ３はＲＯＭ構成の３個の三角波メモリ４
８Ａ，４８Ｂ，４８Ｃに入力され、第９図Ｅに示す如く
鎖歯状波出力Ｓ３の１周期に対して２周期分の三角波出
力Ｓ４ａ， Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃを発生させる。
く、位相差８の分だけ位相がずれることになる。因みに
ＰＬＬ出力Ｓ２と６信号が足し算されて、オーバフロー
すると零より始まるため、６信号に応じてディジタル信
号が時間的に早く発生したことになるからである。加算
器４７の出力Ｓ３はＲＯＭ構成の３個の三角波メモリ４
８Ａ，４８Ｂ，４８Ｃに入力され、第９図Ｅに示す如く
鎖歯状波出力Ｓ３の１周期に対して２周期分の三角波出
力Ｓ４ａ， Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃを発生させる。
ここでこれらの三角波出力Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃは互
いに１２００ずつ位相がずれて３相の各相基準となるよ
うになされており、そのように三角波メモリ４８Ａ，４
８Ｂ，４８Ｃに予め記憶されている。三角波出力Ｓ４ａ
，Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃはＤ／Ａ変換回路４９Ａ，４９８，４
９Ｃでアナログ信号に変換された後、め信号を基準信号
として受ける比較器５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃに与えられ
る。
いに１２００ずつ位相がずれて３相の各相基準となるよ
うになされており、そのように三角波メモリ４８Ａ，４
８Ｂ，４８Ｃに予め記憶されている。三角波出力Ｓ４ａ
，Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃはＤ／Ａ変換回路４９Ａ，４９８，４
９Ｃでアナログ信号に変換された後、め信号を基準信号
として受ける比較器５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃに与えられ
る。
このとき比較器５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃは三角波出力Ｓ
４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃが◇信号と一致したとき（第９図
Ｅ）、対応する相ィンバ−タ回路３Ａ，３８，３Ｃに含
まれるサイリスタ６，７，８，９に対するトリガパルス
Ｐ，，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４、（第９図Ｆ１，Ｆ２．Ｆ３，
Ｆ４）を送出する。これら各相のサィリスタに対するト
リガパルスは分配回路５１Ａ〜５１Ｃを介してサィリス
タ６，７，８，９に対するトリガ回路２１Ａ，２２Ａ，
２３Ａ，２４Ａ〜２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃ，２４Ｃに与
えられる。かくして自励ィンバータ装置３の出力電圧は
第９図Ｇに示すように、交流電力系統１の電圧（第９図
Ａ）より位相差６だけ進んだ位相をもち、かつ位相幅◇
を有する電圧波形となる。このように本発明の一例によ
る第５図の構成によれば、出力電圧の位相及び電圧値を
制御できるような直流−交流変換装置の制御装置を得る
ことができるが、本発明の他の例においてかかる制御装
置を用いて目励ィンバータ装置３の起動、停止を安定に
行わせるため、次のような制御をする。
４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃが◇信号と一致したとき（第９図
Ｅ）、対応する相ィンバ−タ回路３Ａ，３８，３Ｃに含
まれるサイリスタ６，７，８，９に対するトリガパルス
Ｐ，，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４、（第９図Ｆ１，Ｆ２．Ｆ３，
Ｆ４）を送出する。これら各相のサィリスタに対するト
リガパルスは分配回路５１Ａ〜５１Ｃを介してサィリス
タ６，７，８，９に対するトリガ回路２１Ａ，２２Ａ，
２３Ａ，２４Ａ〜２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃ，２４Ｃに与
えられる。かくして自励ィンバータ装置３の出力電圧は
第９図Ｇに示すように、交流電力系統１の電圧（第９図
Ａ）より位相差６だけ進んだ位相をもち、かつ位相幅◇
を有する電圧波形となる。このように本発明の一例によ
る第５図の構成によれば、出力電圧の位相及び電圧値を
制御できるような直流−交流変換装置の制御装置を得る
ことができるが、本発明の他の例においてかかる制御装
置を用いて目励ィンバータ装置３の起動、停止を安定に
行わせるため、次のような制御をする。
先ず、起動に際して自励ィンバータ装置３の位相幅ぐを
制御することにより、完全に系統電圧と自励インバータ
出力電圧とを一致させ、位相差６も零として開閉器５を
投入してのち過渡じよう乱がおきないようゆっくりと系
統電源電圧に対する自励インバータ装置３の出力電圧の
位相差及び大きさを制御する。このようにすれば安定し
た運転を行うことができる。次に電力変換が終った時の
停止に際して、自励ィンバータ装置３の出力電圧の位相
及び大きさを再び交流電力系統の電圧に一致させ、この
状態において開閉器５を開く。
制御することにより、完全に系統電圧と自励インバータ
出力電圧とを一致させ、位相差６も零として開閉器５を
投入してのち過渡じよう乱がおきないようゆっくりと系
統電源電圧に対する自励インバータ装置３の出力電圧の
位相差及び大きさを制御する。このようにすれば安定し
た運転を行うことができる。次に電力変換が終った時の
停止に際して、自励ィンバータ装置３の出力電圧の位相
及び大きさを再び交流電力系統の電圧に一致させ、この
状態において開閉器５を開く。
かくすれば過渡じよう乱や自励ィンバータ装置３におけ
る転流失販等の異常動作を避けることが有効である。以
上のように本発明装置に依れば、交流電力系統の電圧に
対する自励ィンバータ装置の出力電圧の位相差及び電圧
値を必要に応じて任意に制御することができ、従って直
流−交流変換をおこなうにつきこれを系統から無効電力
の供給を受けることなく行うようにできる。また本発明
装置に依れば、起動、停止に際して過渡じよう乱が生じ
たり転流失敗したりするおそれを未然に防止し得、依っ
て安定な運転を確保することがでる。
る転流失販等の異常動作を避けることが有効である。以
上のように本発明装置に依れば、交流電力系統の電圧に
対する自励ィンバータ装置の出力電圧の位相差及び電圧
値を必要に応じて任意に制御することができ、従って直
流−交流変換をおこなうにつきこれを系統から無効電力
の供給を受けることなく行うようにできる。また本発明
装置に依れば、起動、停止に際して過渡じよう乱が生じ
たり転流失敗したりするおそれを未然に防止し得、依っ
て安定な運転を確保することがでる。
因みに自励ィンバータ装置３ではバシパスダイオードが
あるので、サイリスタにトリガパルスを与えない状態で
も開閉器を並入すると、ダイオードを通じて突入流が直
流電源２へ流入して好ましくない。したがって目励イン
バータ装置３を動作ごせて系統へ並入すべきであるが、
自励ィンバータ装置３の出力電圧と系統電圧の差分に応
じた過渡電流が流れ、目励ィンバータ装置３が転流失敗
するおそれがある。本発明に依ればかかるおそれを有効
に回避し得る。
あるので、サイリスタにトリガパルスを与えない状態で
も開閉器を並入すると、ダイオードを通じて突入流が直
流電源２へ流入して好ましくない。したがって目励イン
バータ装置３を動作ごせて系統へ並入すべきであるが、
自励ィンバータ装置３の出力電圧と系統電圧の差分に応
じた過渡電流が流れ、目励ィンバータ装置３が転流失敗
するおそれがある。本発明に依ればかかるおそれを有効
に回避し得る。
第１図は本発明に依る直流−交流変換装置の制御装置の
主回路を示す接続図、第２図ないし第４図はその動作の
説明に供する信号波形図、第５図は第１図の制御系を示
す略線的接続図、第６図及び第７図はその動作の説明に
供する信号波形図、第８図は第５図の一部の詳細構成を
示すブロック図、第９図はその動作の説明に供する信号
波形図である。 １・・・・・・交流電力系統、２…・・・直流電源、３
・…・・自励ィンバータ装置、３Ａ〜３Ｃ・・・・・・
各相ィンバータ回路、４・・・・・・変圧器、５・・・
・・・開閉器、６〜９……サイリスタ、１０，１１……
リアクトル、１２〜１５・・・・・・転流コンデンサ、
１６〜１９・・・・・・バイパスダイオード、２１Ａ〜
２４Ｃ……トリガ回路、２５…・・・トリガタイミング
回路、２６・・・…検出用変圧器、２７・・・・・・位
相差演算回路、２８・・・・・・位相幅演算回路、２９
・・・・・・基準回路、３０・…・・直流電圧検出器、
３１・・・・・・始動押ボタンスイッチ、４１・・・・
・・制御用変圧器、４２…・・・矩形波発生回路、４６
・・・・・・ＰＬＬ、４７…・・・加算器、４８Ａ〜４
８Ｃ・・・・・・三角波メモリ、４９Ａ〜４９Ｃ・・…
・Ｄ／Ａ変換器、５０Ａ〜５０Ｃ・・・・・・比較器、
５１Ａ〜５１Ｃ・・・・・・分配回路。 第１図 第２図 第３図 第６図 第７図 第４図 第５図 第８図 第９図
主回路を示す接続図、第２図ないし第４図はその動作の
説明に供する信号波形図、第５図は第１図の制御系を示
す略線的接続図、第６図及び第７図はその動作の説明に
供する信号波形図、第８図は第５図の一部の詳細構成を
示すブロック図、第９図はその動作の説明に供する信号
波形図である。 １・・・・・・交流電力系統、２…・・・直流電源、３
・…・・自励ィンバータ装置、３Ａ〜３Ｃ・・・・・・
各相ィンバータ回路、４・・・・・・変圧器、５・・・
・・・開閉器、６〜９……サイリスタ、１０，１１……
リアクトル、１２〜１５・・・・・・転流コンデンサ、
１６〜１９・・・・・・バイパスダイオード、２１Ａ〜
２４Ｃ……トリガ回路、２５…・・・トリガタイミング
回路、２６・・・…検出用変圧器、２７・・・・・・位
相差演算回路、２８・・・・・・位相幅演算回路、２９
・・・・・・基準回路、３０・…・・直流電圧検出器、
３１・・・・・・始動押ボタンスイッチ、４１・・・・
・・制御用変圧器、４２…・・・矩形波発生回路、４６
・・・・・・ＰＬＬ、４７…・・・加算器、４８Ａ〜４
８Ｃ・・・・・・三角波メモリ、４９Ａ〜４９Ｃ・・…
・Ｄ／Ａ変換器、５０Ａ〜５０Ｃ・・・・・・比較器、
５１Ａ〜５１Ｃ・・・・・・分配回路。 第１図 第２図 第３図 第６図 第７図 第４図 第５図 第８図 第９図
Claims (1)
- １ 直流電源の出力を自励インバータ装置によつて交流
に変換し、この変換交流を交流電力系統に供給するよう
になされた直流−交流変換装置において、上記交流電力
系統の電圧及び位相を基準として上記自励インバータ装
置の出力電圧の上記交流電力系統の電圧に対する位相差
を調整する位相調整装置と、上記自励インバータ装置の
出力電圧を調整する電圧制御装置と、上記自励インバー
タ装置と上記交流電力系統との間に介存させた開閉器と
を具え、上記直流電源か所定の電力を前記交流電力系統
に供給すべく上記直流電源から出力すべき有効電力及び
無効電力の任意の基準値に対して上記自励インバータ装
置の出力電圧の大きさ及び位相差を制御するとともに、
自励インバータ装置の起動時は、上記開閉器を開いた状
態において上記自励インバータ装置の出力電圧の大きさ
及び位相を上記交流電力系統の電圧の大きさ及び位相に
一致させ、この一致状態において上記開閉器を閉じるこ
とにより、上記自励インバータ装置から上記交流電力系
統への電力の供給を開始させ、かつ自励インバータ装置
の停止時は、上記交流電力系統への電力の供給状態にあ
る上記自励インバータ装置の出力電圧の大きさ及び位相
を上記交流電力系統の電圧の大きさ及び位相と一致させ
、この一致状態で上記開閉器を開くことにより、上記自
励インバータ装置から上記交流電力系統はの電力の供給
を停止させようとしたことを特徴とする直流−交流変換
装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53072536A JPS6032204B2 (ja) | 1978-06-14 | 1978-06-14 | 直流−交流変換装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53072536A JPS6032204B2 (ja) | 1978-06-14 | 1978-06-14 | 直流−交流変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54163318A JPS54163318A (en) | 1979-12-25 |
| JPS6032204B2 true JPS6032204B2 (ja) | 1985-07-26 |
Family
ID=13492163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53072536A Expired JPS6032204B2 (ja) | 1978-06-14 | 1978-06-14 | 直流−交流変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6032204B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0575105U (ja) * | 1992-03-19 | 1993-10-12 | 大蔵工業株式会社 | 帯掛機 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58112470A (ja) * | 1981-12-24 | 1983-07-04 | Fuji Electric Co Ltd | 直流固定電源制御用インバ−タの同期信号成形方式 |
-
1978
- 1978-06-14 JP JP53072536A patent/JPS6032204B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0575105U (ja) * | 1992-03-19 | 1993-10-12 | 大蔵工業株式会社 | 帯掛機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54163318A (en) | 1979-12-25 |
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