JPS603233A - 制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は、入力信号にリップル成分が含まれるときリッ
プル成分の影響を除くための制御回路に関する。特に、
差動トランジスタを用いた集積回路化に適した構成の制
御回路に関するものである。

このような制御回路は、例えばＦＭステレオ復調回路に
おけるセパレーションやＳ／Ｎ比を改善する回路の制御
等に用いられる。

〔従来技術の説明〕

第１図は従来例制御回路を示す図である。

第１図において、トランジスタＱ１とＱ２は差動回路を
構成し、このトランジスタＱ１およびＱ２のコレクタに
は電源電圧供給端子５との間にそれぞれ抵抗Ｒ１および
Ｒ２が接続される。トランジスタＱ１およびＱ２の共通
エミッタには、該トランジスタＱ１およびＱ２によって
構成される差動回路への電流を供給するトランジスタＱ
３のコレクタが接続される。また、トランジスタＱ１お
よびＱ２の各各のベースには、該トランジスタをスイツ
チングするためのパルス回路３が接続され、また、トラ
ンジスタＱ１およびＱ２の各各のコレクタ点には、該ト
ランジスタＱ１およびＱ２により構成される差動回路の
出方電圧によってスイッチングされるスイッチ回路４が
接続される。トランジスタＱ３のベースは、ダイオード
接続されたトランジスタＱ５のコレクタ・ベース共通点
に接続されるとともに、トランジスタＱ４のコレクタが
接続される。さらにこのトランジスタＱ５のコレクタ・
ベース共通点には、電源電圧供給端子５との間に定電流
源８が接続される。トランジスタＱ４のベースは、平滑
回路２に接続される。また、トランジスタＱ４のエミッ
タ、トランジスタ。３のエミッタ、およびトランジスタ
Ｑ５のエミッタはそれぞれ基準電位点１ｏに接続される
。また、１は信号処理回路、６．７．１２および１３は
端子、１４は被制御回路、ｃｌおよびｃ２はコンデンサ
、Ｒ１、Ｒ２は抵抗である。

この第１図に示す制御回路は、端子６がら信号を入力し
、この信号レベルに応じてトランジスタＱ１およびＱ２
のコレクタ点よりスイッチ回路４に対して出方されるス
イッチングパルス信号を変化させ、被制御回路１４がら
の被制御信号の端子Ｉ２および端子１３への出力配分を
制御するものである。

すなわち、端子６から入力された信号は、コンデンサＣ
１によって直流的に遮断された後に信号処理回路Ｉに入
力される。信号処理回路１は、端子６から入力された信
号を増幅あるいは減衰させる手段、もしくはバッファ一
手段、あるいは比較回路等により構成される。信号処理
回路ｌの出力、すなわち、端子６がら入力された信号レ
ベルに比例した出力信号は、・平滑回路２によって、直
流成分に変換される。ここで、端子７と基準電位点１゜
との間に接続されたコンデンサｃ２は平滑回路２の平滑
コンデンサである。この平滑回路２の出方によってトラ
ンジスタ。４が駆動される。トランジスタＱ４のコレク
タ出力は、前記トランジスタＱ５およびトランジスタ。

３によって構成されて該トランジスタＱ３のコレクタが
ら前記差動構成をなすトランジスタＱ１およびトランジ
スタ。２の共通エミッタへ電流を供給するカレントミラ
ー回路の共通ベース点に接続されているため、トランジ
スタＱ４の動作により、トランジスタＱ１およびトラン
ジスタＱ２の共通エミッタ電流値が変化する。具体的に
は、トランジスタＱ４のベース電位が、該トランジスタ
Ｑ４をオンさせるに足りる電位に到達後、さらに上昇す
るに従ってトランジスタＱ１およびトランジスタＱ２の
共通エミッタ電流値は減少する。一方、前記差動構成の
トランジスタＱ１およびＱ２のそれぞれのベースには、
パルス回路３が接続され、このパルス回路３から互いに
振幅が等しく、位相が１８０”異なるパルス電圧が印加
され、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ２に対し
てスイッチングを行う。

ここで、端子６に入力される信号の信号処理回路ｌおよ
び平滑回路２を経た後の信号レベルが、トランジスタＱ
４をオンするに必要な直流電圧に達せず、トランジスタ
Ｑ４がカットオフの場合、トランジスタＱ１およびトラ
ンジスタＱ２のコレクタ出力、すなわち、スイッチ回路
４へのスイッチングパルスは、第２図（ａ）に示すよう
な波形となる。このスイッチングパルスの振幅を■１と
すると、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の各各の抵抗値が等し
ければ、■１は（１１式で与えられる。

Ｖｚ　＝ＩＣＱ３　ＸＲ＝ＫＸＩｏ　ＸＲ＝−（１１但
し、Ｒ：抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の抵抗値Ｉｏ：定電流源８
の定電流値 に：ＱｓとＱ３により構成されるカ レントミラー回路の電流比 Ｉｃｑ３：トランジスタＱ３のコレク タ電流 また、端子６に入力される信号の信号処理回路１、およ
び平滑回路２を経た後のレベルが、トランジスタＱ４を
オンするに十分な直流電圧に達し、該トランジスタＱ４
がオンした場合、スイッチ回路４に対するスイッチング
パルス振幅、すなわち、トランジスタＱ１およびトラン
ジスタＱ２のコレクタ出力パルス振幅を■２とすると、
■２は（２）式％式％ Ｖ２　＝　ＩＣＱ３　’　ＸＲ ≦ＫＸ　（ＩＯＩＣＱ４　）　ＸＲ−（２）但し、Ｉｃ
ｑ３’：）ランジスタＱ３のコレクタ電流 ■Ｃｑ４：トランジスタＱ４のコレ クタ電流 この（１）、（２）式より Ｖｌ　＞　Ｖ２　・・・（３） スイッチ回路４に対するスイッチングパルス振幅が曲成
（２）で表されるような場合の該スイッチ回路４に対す
るスイッチングパルスを第２図（ｂｌに示す。

以上説明したように、第１図に示す回路は、端子６に入
力される信号レベルに応じてスイッチ回路４に対するス
イッチングパルス振幅を変化させ、該スイッチ回路４に
よって被制御回路１４からの被制御信号を端子１２およ
び端子１３へ振り分け、かつ該被制御信号の端子１２お
よび端子１３への出力配分を制御する動作を行う。ここ
で、第１図に示す従来例制御回路では、端子６に入力さ
れる信号の周波数成分により平滑回路の平滑効果が劣化
する。

あるいは該端子６に入力される信号に対してスイッチ回
路４に対するスイッチング振幅変化の応答を速めるため
に平滑コンデンサＣ２の容量値を小さくすることによっ
ても平滑回路２の平滑効果が劣化する。したがって、該
平滑回路２の出力は完全に直流成分とはならずに、第２
図（Ｃ１に示すようなリップル成分が残る。このため、
トランジスタＱ４は、第２図（Ｃ１に示すようなリップ
ル成分が重畳した電圧で駆動されるため、スイッチ回路
４に対するスイッチングパルス出力波形は、第２図（ｄ
ｉに示すように、前記のリップル成分が重畳した波形と
なる。したがって被制御回路１４からの被制御信号は第
２図！ｄ）に示すようなスイッチングパルスでスイッチ
ングされるため、端子１２および端子１３点の出力信号
にも第２図ｆｄ）に示す波形と同期したリップル成分が
発生する。また、トランジスタＱ１およびトランジスタ
Ｑ２の出力電圧がスイッチ回路４に対する直流バイアス
となるため、第２図（ｄｌに示す波形では、パルスの正
側包絡線と負側包絡線とが非対称となり、前記リップル
成分により、直流的に変動し、スイッチ回路４にバイア
ス変動を生じさせる。この対策として、第２図（Ｃ１に
示す平滑回路２の平滑効果劣化を償うために、第２図（
Ｃ１に示すリップル成分をさらに平滑する手段が考えら
れる。しかし、例えば、本回路を半導体集積回路により
実現させた場合には、かかる手段のために、他の平滑コ
ンデンサが必要となり、その目的のための特別の端子が
必要となり、端子数に余裕のない場合などは、実現不可
能である。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、このようなリップル成分が出力信号に
与える影響を抑え、かつ入力信号に対する応答速度を損
ねることのない制御回路を提供することにある。

〔発明の要点〕

本発明は、第１の差動回路を構成する第１のトランジス
タと第２のトランジスタのそれぞれのコレクタを第２の
差動回路を構成する第３のトランジスタと第４のトラン
ジスタのそれぞれのベースに接続し、前記第１の差動回
路のエミッタ定電流は入力信号を増幅し、平滑する手段
出力信号レベルに応じて制御可能であり、前記第３図の
トランジスタと第４のトランジスタの各各のコレクタ出
力を制御出力としたことを特徴とする。

〔実施例による説明〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第３図は本発明の一実施例回路を示す回路図である。第
３図において、第１図中のものと同じ動作を行う回路お
よび素子に対しては、それぞれ同一の符号により示しで
ある。

第３図において、第１図との相違点について説明すると
、第１の差動回路を構成するトランジスタＱ１およびト
ランジスタＱ２の各各のコレクタには、第２の差動回路
を構成するトランジスタＱ６およびトランジスタＱ７の
それぞれのベースが接続されるとともに、電源電圧供給
端子５との間にレベルシフト回路９を介してそれぞれ互
いに抵抗値の等しい抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が接続され
る。

第２の差動回路を構成するトランジスタＱ６およびｌ・
ランジスタＱ７の各各のコレクタには、電源電圧供給端
子５との間にそれぞれ互いに抵抗値の等しい抵抗Ｒ３お
よび抵抗Ｒ４が接続されるととともに、スイッチ回路４
が接続される。また、トランジスタＱ６およびトランジ
スタＱ７の各各のエミッタには、それぞれ互いに、抵抗
値の等しい抵抗Ｒ５および抵抗Ｒ６が接続され、該抵抗
Ｒ５および抵抗Ｒ６の共通接続点には、基準電位点１０
との間に定電流ｔｆｉ１１が接続される。

第３図に示す回路において、平滑回路２の出力点に第２
図（Ｃ）に示すようなリップル波形が生じた場合、第１
の差動回路を構成するトランジスタＱ１およびトランジ
スタＱ２のコレクタ出力は、第４図Ｔａｌに示すごとく
、第１図に示す従来回路における出力波形、すなわち第
２図（ｄｌに示した波形と同様の波形となる。ここでト
ランジスタＱ６、トランジスタＱ７、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ
４、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６および定電流源１１で構成され
る回路は、トランジスタＱ６およびトランジスタＱ７の
それぞれのベースを入力とし、それぞれのコレクタを出
力とする差動増幅回路を構成しており抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ
４、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６および定電流源１１のそれぞれ
の値を選択して、該差動増幅回路の利得を任意に選択す
ることができる。このとき、トランジスタＱ６およびト
ランジスタＱ７の各各のコレクタ出力、すなわちスイッ
チ回路４に対するスイッチングパルスは、それぞれ第４
図ｆｂ）および（Ｃ１に示すように、リップル成分が重
畳した正側の包絡線と負側の包絡線とを対称化した波形
にすることができる。すなわち、トランジスタＱ６およ
びトランジスタＱ７の差動回路によって、該トランジス
タＱ６またはトランジスタＱ７がオンのとき、それぞれ
のコレクタには、該トランジスタＱＧまたはトランジス
タＱ７のそれぞれのベースに印加される入力が反転され
て出力されることによる。

したがって、前記スイッチ回路４に対するスイッチング
パルスに重畳するリップル成分を圧縮し、さらには正負
対称化することができるため、スイッチ回路４によって
スイッチングされる被制御回路１４からの被制御信号は
、かかるリップル成分の影響を受けなくてすむ。また、
正負側包絡線が対称化されるため、スイッチ回路４に対
するスイッチングパルス振幅の平均値をとるとゼロにな
り、該スイッチ回路４に対するリップル成分による直流
バイアス変動をなくすことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、入力信号に対す
る応答速度を損ねることなく、しかもリップル成分をさ
らに平滑するための特別なコンデンサを必要とすること
なく、このようなリップル成分の被制御信号に対する影
響を大幅に緩和することができる。さらに、本発明を半
導体集積回路により実現すれば、特別の端子を必要とす
ることがないため好適である。また、本発明の制御回路
をＦＭステレオ復調回路に用いれば、入力信号である高
調波雑音成分の変動に迅速に応答してセパレーションあ
るいはＳ／Ｎ比を改善する制御を安定に行うことができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例を示す回路図。 第２図は従来例の制御信号波形を示す図。 第３図は本発明の一実施例を示す回路図。 第４図は本発明の制御信号波形を示す図。 １・・・信号処理回路、２・・・平滑回路、３・・・パ
ルス回路、４・・・スイッチ回路、５・・・電源電圧供
給端子、６．７．１２．１３・・・端子、８．１１・・
・定電流源、９・・・レベルシフト回路、１０・・・基
準電位点、１４・・・被制御回路、Ｒ１−Ｒ６・・・抵
抗、Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ７・・・ト
ランジスタ。 特許出願人代理人 弁理士井出直孝

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＋１１　エミッタが共通接続された二つのトランジスタ
   を含みそれぞれが構成される第１、第２の二つの差動回
   路と、 入力信号の平滑化信号レベルに応じて上記第１差動回路
   のエミッタ定電流を変化させる回路とを備え、 上記第１差動回路の二つのトランジスタのコレクタから
   取り出した差動出力を上記第２差動回路の二つのトラン
   ジスタのベースへの差動入力とし、この第２差動回路の
   二つのトランジスタのコレクタから取り出した差動出力
   を制御出力とするように構成された制御回路。