JPS6034795B2

JPS6034795B2 - 誘導加熱方式

Info

Publication number: JPS6034795B2
Application number: JP1354576A
Authority: JP
Inventors: 巌樋口; 隆志藤田
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1976-02-10
Filing date: 1976-02-10
Publication date: 1985-08-10
Also published as: JPS5296443A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は調理用鍋等を誘導加熱する場合に適した誘導加
熱方式に関するものである。

この種の誘導加熱を行なうものとしては、誘導加熱作業
を行なう動作コイル（負荷に相当する）がコンデンサと
直列接続された直列型ィンバータ制御方式と、動作コイ
ルがコンデンサと並列接続された並列型ィンバータ制御
方式とがあり、動作コイルに高周波の正弦波もしくは正
弦波の継続電流を流して負荷（例えば動作コイル付近に
置かれた鍋）を誘導加熱するものであった。

しかしながら、上記従来のものにあっては、負荷電力が
電源電圧の２乗にほぼ比例して変化する構成であるため
、電源変動に対して負荷電力が不安定になるという問題
があったつまた従来のものは、動作コイルに蓄積された
ェネルギが電源に帰還されない構成であったため、電力
効率が悪かったり、また無負荷時に定常時の数倍以上の
サージ電圧が発生してしまう等の問題点があった。

本発明は上記実情に鑑みてなされたもので、上記従来方
式の欠点を除去すると共に、使用スイッチング素子の耐
圧定格の低減化をはかることにより素子のコストダウン
等が可能であり、また自制式の周波数制御を行なうこと
により円滑に負荷電流を継続して流すことができる誘導
加熱方式を提供しようとするものである。以下図面を参
照して本発明の一実施例を説明する。

第１図はその主回路を示している。図中１は負荷（例え
ば調理用鍋）２の議導加熱作用を行なう動作コイルであ
り、このコイル１の一端側は直流電源３の正極側に接続
され、他端側はスイッチング素子４のコレクタ、ェミッ
夕を介して電源３の負極側に接続されている。スイッチ
ング素子４として、ここではトランジスタを用いている
が、ＣＴＯ等を用いてもよい。スイッチング素子４には
、図示極性のダイオード５が並列接続され、更に動作コ
ィルーと共に共振回路を形成するコンデンサ６が並列接
続されている。動作コイル１の一端側には負荷電流検出
用カレントトランス７が配置されている。直流電源３の
交流入力ライン側にはラジオ周波障害防止用回路８が介
挿されている。第２図は上記スイッチング素子４を制御
するための周波数自制式制御回路例を示している。

即ちカレントトランス７の両端に接続された抵抗１１の
一端はダイオード１２、抵抗１３，１４、ダイオード１
５を介して抵抗１１の他端に接続されている。この抵抗
１１の池端はダイオード１６、抵抗１７、ダイオード１
８を介して抵抗１１の一端に接続されている。抵抗１３
，１４の接続点はダイオード１９，２０、抵抗２１を介
してトランジスタ２２のベースに接続されている。この
トランジスタ２２のベースは抵抗２３を介してア−スさ
れている。トランジスタ２２のコレクタは、抵抗２４を
介して十Ｖｃｃ，電源に接続されると共に、コンデンサ
２５を介してィンバータ２６の入力部に接続されている
。このィンバータ２６の入力部は抵抗２７、ダイオード
２８を並列に介して十ＶＭ電源に接続されている。ィン
バータ２６の出力部はフリップフロップ回路２９のリセ
ット端子に接続されている。このフリップフロップ２９
のＪ端子、Ｋ端子は十Ｖｃｃ．電源に接続され、ＣＫ端
子はア−スされている。またフリツプフロツプ２９のセ
ット端子はィンバータ３０の出力端に接続され、また反
転出力端子Ｑは抵抗３１を介してトランジスタ３２のベ
ースに接続されている。このトランジスタ３２のベース
は抵抗３３を介して十Ｖｃｃ，電源に接続され、またェ
ミッ夕も十Ｖｃｃ，電源に接続されている。トランジス
タ３２のコレクタは抵抗３４を介してアースされ、また
このコレクタは、コンデンサ３５、抵抗３６を並列に介
し更に抵抗３７を直列に介してトランジスタ３８のベー
スに接続されている。このトランジスタ３８のベースは
抵抗３９を介してアースされ、またェミツタは直接アー
スされている。トランジスタ３８のコレクタはパルスト
ランス４０の一次コイル、抵抗４１を介して十Ｖｃｃ２
電源に接続されている。パルストランス４０の二次コイ
ルの一端はスイッチング素子４のベースに抵抗４１を介
して接続され、他端はスイッチング素子４のェミッタに
接続されている。またパルストランス４０の両端は、ダ
イオード４２、抵抗４３よりなるスイッチング素子ベー
ス・ェミッタ間逆電圧制御回路に接続されている。前記
ダイオード１６のカソード側はダイオード４４，４５，
４６、抵抗４７を介してトランジスタ４８のべ−スに接
続されている。

トランジスタ４８のベースは抵抗４９を介してアースさ
れ、ェミッタは直後アースされている。またこのトラン
ジスタ４８のコレクタは抵抗５０を介して十Ｖｃｃ，電
源に接続され、更に直接ィンバータ５１の入力端にも接
続されている。このィンバータ５１の出力端はコンデン
サ５２を介してィンバータ５３の入力端に接続され、こ
の入力端は抵抗５４、ダイオード５５を並列に介して十
Ｖ比，電源に接続されている。インバータ５３の出力端
はノア回路６６の一入力端に接続され、このノア回路５
６の他の入力端は起動用パルス供給端子５７に接続され
、ノア回路５６の出力端は前記入インバータ３０の入力
端に接続されている。次に上記構成でなる回路の動作を
第３図のタイミングチャートを適宜参照して説明する。

まず端子５７に起動用パルスを与え、ノア回路５６、ィ
ンバータ３０を介してフリップフロツプ２９をセットす
る。するとトランジスタ３２，３８、パルストランス４
０等を介してスイッチング素子４のベースに信号が与え
られ、該素子４がオンする。これにより動作コィルーの
負荷電流ｉＬ（＝素子４のコレクタ電流ｉの）はｄｉＬ
／ｄｔ主聖苧の立上り率で直線的に流れ始める。ただし
ここでＥｄｃは直流電源３の電圧、Ｌは動作コィルーの
ィンダクタンスである。上記負荷電流ｉＬ（＝ｉに）は
カレントトランス７で検出され、設定電流ｌｐになった
時点しで、抵抗１３，１４にはこれらの比で決まる所期
の電圧が生じるから、トランジスタ２２のコレクタは低
電位になり、これがィンバータ２６を介してフリツプフ
ロップ２９をリセットし、スイッチング素子４のベース
電流ｉ８を反転させて該素子４をオフさせる。主回路で
は、コンデンサ６と動作コィルーにより決まる共振回路
で、コンデンサ６に充電電流ｉｃ，が流れ、これが流れ
終えた後反転して放電電流ｉｃ２が流れる。これが流れ
終えた時点ら後に、動作コイル１に蓄積されたエネルギ
ーによりダイオード５を通して電流ｉｏが流れ続けなが
ら減少していき、零に近づく（ｔ３）、このダイオード
電流ｉｏが流れている期間（ｔ２〜ら）の適当な電流値
をカレントトランス７により検出し、トランジスタ４８
、ィンバータ５１，５３の系路からパルスを得てフリツ
プフロツプ２９をセットし、以下上記一蓬の動作を繰返
し持続させるものである。以上の動作において素子４が
オフ中の時刻ｔ，〜ら（Ｔｈ）には、該素子４には正弦
波に近いコレクタ電圧Ｖｑが印加され、この電圧のピー
ク値Ｖｐは次式で決定される。

Ｖｐ＝｛号（手−・）＋１｝ＥｄＣ・‐‐｛１１また
動作コイル１、コンデンサ６による共振電流（ｉｃ．・
ｉｃ２）が流れている期間丁ｈは次式で決定される。

Ｔｈニ打ノＬＣ，．．【２
）ただし上記‘Ｕ，■式においてＴは負荷電流ｉしの周
期、しはコイルーのインダクタンス、Ｃはコンデンサ６
のキャパシタンスである。

従って、スイッチング素子４のコレク夕霞流のピーク値
（負荷電流のピーク値）ｌｐの一定値制御を行ない、か
つ適当なコンデンサ６を接続すれば、自制の繰返し周波
数は動作コイル１のィンダクタンスＬにより決定される
ものとなる。しかして上記本発明の回路では、Ｔｈ／Ｔ
ら４５〜５５％程度になるようにコンデンサ６のキヤパ
シタンスＣを大きく選ぶようにし、スイッチング素子４
のコレクタ電圧のピーク値Ｖｐを電源電圧Ｅｄｃの２．
３〜３倍以下になるようにして、使用スイッチング素子
の耐圧定格の低減化をはかっている。

この耐圧定格が低くなることにより、スイッチング素子
のコストダウンが可能であり、また飽和電圧ＶｃＥ（ｓ
ａｔ）が低くなって損失が４・さくなる。また高周波ス
イッチング損失も小さくなるという利点がある。また一
般に動作コイル１のキャパシタンスＬは被加熱物（例え
ば調理用鍋）の大きさ、材質、整合状態（鍋と動作コイ
ルとの装着状態）などによって著しく変化（通常３０〜
４０％）するものであるが、本回路では動作コイル１の
ィンダクタンスＬの変化に対応した自制式周波数制御を
行なうことにより、スムースに負荷電流が持続して流れ
、効率よく制御が行なえる。ちなみに、外部回路から一
定周波数で制御した場合、共振電流ｉｃ．・ｉｃ２の周
期Ｔｈ（ｔ，〜ら）に次のサイクルのベース信号が与え
られると、コンデンサ６の電荷による放電電流がスイッ
チング素子４のコレクタに流れ、大きな損失となり、素
子４が破壊することがある。またダイオード電流ｉ。が
零になった後、時刻ら以降に次のサイクルのベース信号
が与えられると、負荷電流ｉＬが断続電流となり、正負
非対称波形となって効率が低下すると共に、上記の場合
と同様にコンデンサ６の電荷の放電々流にる損失が大と
なり、スイッチング素子４が破壊することがある。特に
調理用鍋に適用する場合は、オープン負荷になる場合が
あり、上記現象を回避することが重要である。また従来
の誘導加熱方式では、負荷電力が電源電圧の２案にほ）
、比例して変化する構成であったため、電源変動に対し
て負荷電力が不安定になる問題があったが、本回路では
負荷電流ｉＬ（＝ｉｃｃ）が一定であるため、負荷電力
が電源電圧倍しか変化せず、従って電源変動に対してほ
ぼ一定の負荷電力が得られる。

また動作コイル１に蓄積されたエネルギーがダンパーダ
イオード５を通して電源に帰還される構成であるため、
この帰還電流が負荷電流の一部となって効率が高くなる
し、オープン負荷時に従来方式では定常時に数倍以上の
サージ電圧が発生するのに対し、本回路では１０〜３０
％程度の上昇と低く、安定して動作するものである。以
上説明した如く本発明によれば、第１図に相当する主回
路を用い、これを周波数自制式で制御するようにしたの
で、負荷電力の安定化、コストダウン、低消費電力化、
円滑な動作等が可能な誘導加熱方式が提供できるもので
ある。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の一実施例を示し、第１図は主回路図、第２
図は周波数自制の制御回路図、第３図はタイミングチャ
ートである。１・・・・・・動作コイル、４・・・…スイッチング素
子、５””“ダイオード、６……コンデンサ、７……カ
レントトランス、２９……フリツプフロツプ、４０……
／ぐルストランス。第１図第２図第３図

Claims

【特許請求の範囲】

１負荷の誘導加熱用動作コイルと、このコイルに直列
接続されたスイツチング素子と、この素子に並列接続さ
れ前記動作コイルと共に共振回路を構成するコンデンサ
と、このコンデンサに並列接続されるダンパーダイオー
ドと、前記動作コイルを通して流れる負荷電流検出手段
と、この手段で検出された負荷電流が所定のピーク値に
なつた時に制御信号を発生して前記スイツチング素子を
オフさせるとともに、前記共振回路の充放電動作により
前記ダンパーダイオードを通して流れる負荷電流が所定
の値に減少した時に制御信号を発生して前記スイツチン
グ素子をオンさせ、前記負荷電流が所定のピーク値で一
方向及び反対方向に向けて交互に接続して流れるように
前記スイツチング素子を制御する周波数自制式制御回路
とを具備したことを特徴とする誘導加熱方式。