JPS6037680B2 - 狭帯域カラ−テレビ信号用符号化復号化装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＮＴＳＣ，ＰＡＬ方式等の複合カラーテレビ信
号の符号化復号化装置に関するものである。

ＮＴＳＣ方式等のカラーテレビ信号では副搬送波を色信
号で変調した搬送色信号（以下Ｃ信号と託す）を輝度信
号（以下Ｙ信号と記す）と周波数スペクトルがインター
リーブ関係になるように周波数多重化した信号形式が用
いられている。このような複合カラーテレビ信号を能率
よく符号化する方式として複合カラーテレビ信号を基底
帯城信号（例えば、ＮＴＳＣ方式では輝度信号Ｙ、色信
号１、および色信号Ｑ）に復調しないで直接符号化する
方式として高次予測ＤＰＣＭ、アダマール変換等の直交
変換符号化等による直援符号化方式がある。直接符号化
方式では周波数の高城部に集中した周波数スペクトルを
持つＣ信号を含んだ複合カラーテレビ信号を直接符号化
する方式であるため信号を標本化する場合、標本化周波
数ｆｓは信号帯域の２倍をこえた値にする必要があり、
従来は副搬送波間波数笹ｃの２．５〜３倍程度の値（Ｎ
ＴＳＣカラーテレビ信号の場合は９〜１１Ｍ比）に選ば
れていた。このため符号化した信号を伝送するのに必要
な伝送ビットレートは標本化周波数が高いため大きくな
りがちであった。また信号帯城の２倍の周波数（以下ナ
ィキスト周波数と記す）より低い周波数で標本化も行な
った場合は周波数スペクトルが折返されて重なるため波
形がひずみ色信号が正しく再生されなかったり、（以下
周波数スペクトルの折返いこよって生ずる波形のひずみ
を折返しひずみと託す。）折返しひずみ（周波数ドメイ
ンでいえば折返された周波数スペクトルすなわち折返し
スペクトル）をとりのぞくためのフィルター回路の構成
が複雑であった。本発明の目的は、ナィキスト周波数よ
り低い周波数で標本化を行なう（以下サブナィキスト標
本化と記す）符号化方式において、標本化周波数＄を特
別な条件に（鷺ｃの約２ｈか十１倍の値、但しｍ，ｎは
正整数）選ぶことにより折返しひずみを取り除くフィル
ター回路を簡単に構成できるようにし、簡単な装置で高
能率な帯城圧縮符号化を実現する符号化復号化装置を提
供することにある。

本発明の符号化復号化装置は周波数ドメィンにおいてｆ
ｓｃ近傍のＣ信号の折返しがＣ信号自身に重ならないよ
うにするため標本化周波数ｆｓが副搬送波周波数鷺ｃの
２倍よりも低くし、かつ副搬送波周職＆Ｃの約宅予（ｍ
’似正の整数）である周波数で複合カラーテレビ信号を
標本化するように制御された符号化装置と前記符号化装
置で標本化周波数＄で標本化された受信信号より周波数
をｆとし周波数特性が■Ｓ（空菱二汀毒）（但しｍは前
記のｍと同じ値）の関数を含むようなフィル夕を用いて
折返しひずみを取り除き複合カラーテレビ信号を再生す
る機能を有する復号化装置とから構成される。

本発明によれば副搬送波周波数ｆｓｃの２倍の周波数よ
り低い標本化周波数ね、すなわちナイキスト周波数より
低い周波数で複合カラーテレビ信号を直接標本化するこ
とが可能となり、復号化装置の折返しひずみを取除くフ
ィルタ回路の構成が簡単となり、効率のよい符号化復号
化装置が得られる。

以下信号形式がＮＴＳＣ方式複合カラーテレビ信号の場
合を例に図面を用いて説明する。

ＮＴＳＣ変の周波数多重化カラーテレビ信号方式におい
ては、Ｙ信号とＣ信号の相互の妨害による画質劣化を軽
減させるためＣ信号の周波数スペクトルの周波数城はＹ
信号の周波数スペクトルの振中の小さい高域の周波数の
部分に蓬らびかつＹ信号の周波数スペクトル（以下周波
数を略しＹ信号のスペクトルと記す。

）の間にＣ信号の周波数スペクトル（以下周波数を略し
Ｃ信号のスペクトルと記す。）が入るように副搬送波周
波数ｆｓｃは水平走査周波数ｆＨと周波数インターリー
プ関係になっている。すなわちＮＴＳＣ方式の場合は鶴
ｃ＝事５・ｆＨ鰯ぬれ小る。そして力ラ−テレビ信号の
周波数スペクトルの分布は一般的には全周波数帯城に広
がる通常の映像信号ではＹ信号のスペクトルはｆＨの整
数倍の周波数を中心としてその近傍でかつ周波数の低域
部に集中し、高城の部分の周波数スペクトルの振幅は非
常に小さい。またＣ信号のスペクトルは＄ｃの近傍の周
波数域で予織物敵数舵集中してし、るとみなすことがで
きる。

そこで標本化周波数を氏として、Ｃ信号のスペクトルの
中心もｃと１′がｓで折返されるＣ信号の折返しスペク
トルの中心（氏−ｆｓｃ）とが適当な関係となるように
ｆｓを選らふく。

すなわち＄はｆｓｃと下記のｍ，‘２｝の関係を満すよ
うにする。ｆｓ＜２ｓｃ 【１
）＄＝２芸；ｌｆＳＣ ｛２１但し
ｍ，ｎは正の整数である。第１の実施例として｛１｝，
‘２）を満すｆｓとしてｍ＝２，ｎ＝２の場合、すなわ
ち標本化周波数ｆｓをｆｓ＝５′４ｆｓｃの値に選らん
だ場合について説明する。

第１図ａに示すような周波数スペクトルの抱絡線の振幅
分布を持った複号カラーテレビ信号を前記の標本化周波
数鷺で標本化すれば第１図ｂに破線で示すように標本化
によって折返しスペクトルが生ずる。＄ｃ（すなわち４
′８ｓ）の近傍のＣ信号の折返いまｆｓ−ｆｓｃ（すな
わち１／８ｓ）の近傍に集中して生ずる。受信側では送
られて来た各信号の間に０の値を補間して標本化周波数
が乳ｓのＰＣＭ信号に再標本化すれば再標本化された信
号のスペクトル分布は第１図ｃのようになる。これより
画質劣化の少ない複合カラーテレビ信号を得るためには
、折返しスペクトルの内で少なくともｆｓ−ｆｓｃ近傍
のＣ信号の折返しスペクトルおよびｆｓ近傍のＹ信号の
折返しスペクトルを取り除く必要がある。ここで標本化
周波数＄を‘２｝式で示すように選んであれば公一ｆｓ
ｃは次のように示される。

ｆＳ−ｆＳＣ＝×安寧；ｌｆＳ ‘３’＄Ｃ；公ｈ
か十ｌｆｓ ｛４）救抜ＭＳ
Ｃ‘まがざらの奇縦の周波数鷺しくふは狐声三船数倍の
周波数聡いな る。

したがってｍ＝２，ｎ＝２に選らんだ場合はＫ−ｆｓｃ
およびｆｓｃはそれぞれ１／ａｓの奇数倍および偶数倍
の周波数となる。これより周波数特性が血（空二けさ）
すなわち、■Ｓ（５／ふき）の関数を含むフィルターを
用いれば周波数ｆがね−＄ｃ＝１／ｇｓの近傍での振幅
すなわちその絶縁値が１より非常に小さく、周波数ｆが
ｆｓｃ＝４／５＄の近傍ではその絶対値が１にほぼ等し
く、周波数が０の近傍ではその絶対値が１にほぼ等しく
、周波数が長の近傍ではその絶対値が１より非常に小さ
くなる周波数特性を得ることができる。ｆｓ以上の周波
数に対してはフィル夕の周波数特性はｆｓに対して対称
になるが、がｓで標本化された信号のスペクトルと分布
もまたｆｓに対して対称となっている。■Ｓ（５′２中
毒）の周波数特性を示すディジタルフィル夕は標本化周
波数をがｓとしてＺ変換で示せば伝達関数日（Ｚ）は日
（Ｚ）！こそ生の簡単な関数で与えられる。

したがって例えばＺ変換で示す伝達特性日（Ｚ）が日（
Ｚ〉＝（土孝三）２で与えられるディジタルフィル夕の
周波数特性は日〈ｆ）＝（Ｃ瓜５′２中毒でありおおよ
そ第１図ｄで示されるものとなる。したがってこのフィ
ル夕を用いれば第１図ｃに示すスペクトル分布を持つ信
号より折返しスペクトルすなわち折返しひずみを除くこ
とができ標本化周波数がａｓの複合カラーテレビ信号を
得ることができる。第１図Ｃにおいてｆｓｃを中心とす
る搬送色信号のスペクトルの包絡線とサブナィキスト標
本化により折返されてｆｓ−＄ｃを中心に生ずる搬送色
信号の折返しスペクトルの包絡線が重さならないように
するためにはｆｓ−ｆｓｃはｆｓｃに比して低い周波数
の方にある程度はなれた値になるように標本化周波数＄
を選ぶ必要がある。

そして折返しスペクトルを取り除くための■Ｓ（空亨」
けさ）の関数を含むフィル夕は、ｆｓ−ｆｓｃの近傍で
はほぼ０にし、ｆｓｃの近傍ではほぼ１の利得とする必
要があることよりｍの値はむやみに大きくすることはで
きず高々数十程度以内である。以上の説明から明らかな
ように一般に標本化周波数を＄＝生井ＳＣ似化繊羽織灘
性が瓜Ｓ（三芳」けさ）の関数を含むフィルターを用い
て折返しひずみを取り除くフィル夕をディジタルフィル
夕で簡単に構成できる。

ｃｏｓ（三芳」中毒）の周波数特性を持つディジタルフ
ィル夕は伝達関数を日（Ｚ）として日（Ｚ）＝１十Ｚ‐
≦２冊１） （５， の形で構成することができる。

説明例ではｍ＝２，ｎ＝２すなわち＄＝５′４ｆｓｃの
場合について説明したが他の場合、ｆｓ＝３／２＄ｃ，
ｆｓ＝７／６＄ｃ，ｆｓ＝９′がｓｃ・・・等の場合も
、同様に簡単な構成のディジタルフィルター例えば伝達
関数日（０が日（Ｚ）＝（１十Ｚ‐（２冊１））２
■で与えられるディジタルフィル夕、ここでｍ‘ま
ｍ＝１，３，４・・・で与えられる。

）で折返しひずみを取除くことが可能である。また標本
化周波数ｆｓはちようど聖霊二ｆＳＣの値に選ばれる必
要はなくその近傍に選ばれていればよく水平走査周波数
ｆＨ程度のずれがあってもフィル夕の周波数特性にはほ
とんど影響はない。

したがって‘１｝，■式で示された折返しひずみ−を取
除くフィルタを簡単なディジタルフィル夕で構成できる
ようにするための標本化周波数ｆｓの条件は次式のよう
にあらためられる。＄くびｓｃ
ｍ ＄〒２ｈか十ｌｆＳＣ （２′）但しｍ，ｎ
は正整数でｍは高々数１０以内。

先に示した例では折返しスペクトルが完全には取除かれ
ていない（たとえばｆｓｃ近傍に折返されたＹ信号のス
ペクトル）のでこれらを除く方法としては、あらかじめ
標本化周波数ｆｓで標本化する前にＹ信号やＣ信号を帯
城制限しておくことが考えられる。たとえば標本化周波
数がｓで標本化された複合カラーテレビ信号を、受信側
で用いる伝達関数がく二羊三）２のディジタルフィル夕
と同じ特性のもので帯城制限してから標本化周波数ｆｓ
の信号に再標化するようにする。このようにすればより
劣化の少ない複合カラーテレビ信号が復号される。さら
に画質劣化を少なくする方法として複合カラーテレビ信
号のＹ信号とＣ信号の周波数スペクトルがインターリー
ブ関係になっていることに着目してＹ信号およびＣ信号
に対して別々に帯域制限をしたり折返しひずみを取り除
いたりするようにする。このようにすれば複合カラーテ
レビ信号をＹ信号およびＣ信号に分離するための櫛形フ
ィル夕が必要となるが、帯城制限をしたり折返しひずみ
を取り除くのに各々の信号分布に即したフィル夕を用い
ることができるためほとんど画質劣化のない複合カラー
テレビ信号を得ることができる。櫛形フィル夕を用いる
例として複合カラーテレビ信号信号がＮＴＳＣ方式の時
には、Ｙ信号の折返しがＹ信号のスペクトルに重なるよ
うにする場合（標本化周波数ｆｓをｆＨの整数倍の周波
数にして標本化した場合）およびＹ信号の折返しがＹ信
号のスペクトルとＣ信号のスペクトルの間に入るように
する場合（標本化周波数ｆｓを１／４ｆＨの奇数倍の周
波数にして標本化した場合）等が考えられる。複合カラ
ーテレビ信号がＰＡＬ方式（ＰＡＬ方式ではＣ信号のス
ペクトルは１′４ｆＨの奇数倍の周波数の所に集中して
いる）の時にはＹ信号の折返しがＹ信号のスペクトルに
重なるようにする場合（＄がｆＨの整数倍の場合）およ
びＹ信号の折返しのスペクトルが参の奇数倍の周波数の
所に重なるようにする場合（＄が著の奇数倍の周波数の
場合）などが考えられる。次に第２の実施例として上述
の方法の一例として複合カラーテレビ信号カ州ＴＳＣ方
式で標本化周波数ｆｓが５′４ｆｓｃの近傍の周波数（
（２′）式においてｍ＝２，ｎ＝２の場合）でかつ＄＝
クｆＨ ‘７１ （但しれま整正数）となるように選るんだ場合について
説明する。

ｆｓが５／４ｆｓｃの近傍の場合のその値としてはそ＝
２８４，２８４±１，…などがある。第１図ａに示すよ
うな周波数スペクトルの抱絡線分布を持ったＮＴＳＣカ
ラーテレビ信号を‘７１式を満す標本化周波数＄で標本
化すると第１図ｂに示すように標本化によって折返しス
ペクトルが生ずる。この時、Ｃ信号の折返しスペクトル
はＹ信号のスペクトルの間に、Ｙ信号の折返しスペクト
ルはＣ信号のスペクトルの間に入るようになる。したが
って櫛形フィル夕を用いればＣ信号の折返しひずみとＹ
信号とを、およびＹ信号の折返しひずみとＣ信号とを分
離することが可能である。すなわち周波数スペクトル分
布をこまかくみるとＹ信号とＣ信号の折返しひずみとの
関係は第２図ａのようになる。実線で示されるｆＨの整
数倍の周波数の近傍に集中した周波数スペクトルをもつ
Ｙ信号に対して破線で示されるように、Ｃ信号の折返し
スペクトルは１／２ｆＨの奇数倍の周波数の近傍に集中
して折返される。これよりＣ信号の折返しスペクトルを
取り除くためには第２図ｂに示す様なｆＨの整数倍の周
波数の所ではその振幅すなわちその絶対値がほぼ１とな
り１′２ｆＨの奇数倍の周の所ではその大きさがほぼ０
となるような周波数特性を持ったフィル夕を通過させれ
ばよい。第２図ｂのような特性を持った′フィル夕とし
ては例えばＹ信号を通過させるＩＨ型の櫛形フィル夕が
ある。このフィル夕はＺＩ＝ｅ‐ｊ２汀／２ｒＳとして
Ｚ変換を用いて示せ‘ま伝達関数日（Ｚ）＝こそ二（但
し一日‘ま１水平走査時刻前の標本点を示す。）で与え
られこの周波数特性日（ｆ）は日（ｆ）＝ｌｃｏｓｍｆ
／ｆＨＩとなり、ｆＨの整数倍ではその大きさが１であ
り１／２ｆＨの奇数倍では０である。

すなわちこの様なフィル夕を用いればＣ信号の折返しひ
ずみを敬除〈ことができｆＨの整数倍の近傍にのみ周波
数スペクトルをもつ信号、言い変えれば主にＹ信号の周
波数成分よりなる信号（以下Ｙ成分信号と記す）、を得
ることができる。またＣ信号に対するＹ信号の折返しス
ペクトルは主にＣ信号の周波数成分よりなる信号、すな
わちＣ成分信号、（ＮＴＳＣ方式の場合は１／２ｆＨの
奇数倍の近傍にのみ周波数スペクトルをもつ信号）を通
過させる櫛形フィル夕（たとえば伝達関数が日（Ｚ）＝
上孝二で与えられるＩＨ型の櫛形フィル夕）を用いれば
取除くことができる。したがって＄で標本化された信号
を伝送し、受信側で第２図に示されるような周波数スペ
クトル分布を持ったｆｓ標本化の受信信号より、（ｆｓ
−鷺ｃ）周波数の近傍に生じているＣ信号の折返しスペ
クトルおよびＹ信号の折返しスペクトルのうちで１／２
ｓ以上の周波数城に折返されたＹ信号の周波数スペクト
ルをとり除けば入力信号とほぼ同じ周波数スペクトル分
布を持った信号すなわち複合カラーテレビ信号を復号す
ることができる。ここで入力信号のＹ信号の周波数スペ
クトルは１／２＄の周波数までとして説明したが１′が
ｓ以上のＹ信号のスペクトルの振幅が大きくてその影響
が無視できない場合には、標本化周波数公ｓで標本化さ
れた信号においてあらかじめ帯城制限を加え（例えば櫛
形フィルターと１／ａｓ〜３′がｓまでの通過周波数特
性を持つバンドパスフィルタを用いて周波数が周波数が
１′がｓ〜３／公ｓまでのＹ信号の周波数成分を阻止し
他の周波数成分を通過させる。）その後サブサンプリン
グを行なって標本化周波数が＄の信号に変換し伝送路へ
送り出す。受信側では送られた各信号の間に０の値を補
間して標本化周波数が公ｓのＰＣＭ信号に再標本化すれ
ば再標本化された信号のスペクトル分布は第１図Ｃのよ
うになる。これよりｆＨの整数倍の周波数の近傍に集中
したスペクトル分布を持つＹ信号およびＹ信号の折返し
ひずみ、すなわちＹ成分信号、については櫛形フィル外
こよってＹ成分信号を取り出した後、０〜１′２氏まで
の通過周波数帯城を持ったローパスフィルタを通過させ
ることによって１′がｓ以上の周波数のＹ信号の折返し
スペクトルをとりのぞくことが可能となる。参の奇数倍
の周波数の近傍に集中したスペクトル分布を持つＣ信号
およびＣ信号の折返し成分、すなわちＣ成分信号、につ
いては櫛形フィル夕によってＣ成分信号を取り出した後
、少なくとも（ｆｓ−ｆｓｃ）の周波数の近傍で１つり
非常に小さな値となり、ねｃの周波数の近傍ではほぼ１
に等しい値となりその他の周波数城はなるべく通過させ
るような周波数特性を有するフィル夕を通過させること
によって（＄−ｆｓｃ）の周波数の近傍に生じたＣ信号
の折返しスペクトルを取り除くことが可能である。０〜
１ノ２８までの通過周波数帯城を持つローパスフィルタ
としては例えば標本化周波数を幻ｓとして伝達関数日（
Ｚ）が日５（Ｚ）＝に−２−（二参ご）２（上書三）〕
（予二）２で与えられるディジタルフィルターがある。

標本化周波数＄が（２′）式を満すためのＣ信号の折返
しスペクトルを取り除くためのフィルターとしては例え
ば第１の実施例で示した伝達関数日（Ｚ）が日（Ｚ）＝
（予三）２（但し、ＺＩ＝ｅ−ｊ２〆／２ｆＳ）である
ディジタルフィル夕を用いることにより簡単に構成でき
る。これらのフィル夕を用いて各信号分布に適したフィ
ルタリングを行なって折返しひずみを取り除けば画質劣
化の少ないカラーテレビ信号を復号することができる。
なお＄はＣ信号の折返しスペクトルがＹ信号のスペクト
ルのほぼ中間に入るようにえらべばよく、したがってほ
ぼ‘７｝式を満すものであればよい。

以上の説明から明らかなように本発明の原理は標本化周
波数ｆｓを副搬送波周波数氏ｃの２倍より小さい値、し
たがってナィキスト周波数以下の周波数、に選んで榎号
カラーテレビ信号を符号化復号化する方式において、標
本化周波数＄を三菱」‐ｆＳＣ（ｍ，ｎは正整数）また
はその近傍に選らふくことによって受信側で＄の標本化
によって生じた折返しスペクトルをとりのぞくフィルタ
ーを簡単に構成できるようにする方法である。

このような方法を用いれば簡単な装置構成により帯域制
限をされた複合カラーテレビ信号を基底帯城信号に復調
することなくナィキスト周波数以下の周波数で直接標本
化して伝送することが可能である。信号方式がＮＴＳＣ
方式でなく他の方式でなく他の方式、例えばＰＡＬ方式
の場合はＣ信号のスべ州舵学識倍の織物近傍‘こ集中し
小ることを考慮すればＮＴＳＣと同様に処理できる。

すなわち第１の実施例の場合ではＮＴＳＣ方式もＰＡＬ
方式も同じである。第２の実施例の場合ではＣ信号のス
ペクトル分布が異なっているのでＹ成分信号およびＣ成
分信号を分離する櫛形フィル夕の構成を変る必要がある
。

以下信号形成がＮＴＳＣ方式の場合についての実施例の
構成について説明する。

第３図は本発明の狭帯域カラーテレビ信号用符号化復号
化装置の第１および第２の実施例の構成を示すブロック
図である。

本実施例においては標本化周波数＄を副搬送波周波数ｆ
ｓｃの約５／４倍の周波数（約４．印ｍｚ）に選んだ場
合について説明する。（２′）式においてｍ＝２，ｎ＝
２の場合である。発振回路４は周波数ががｓのクロック
を発生する回路であり第１の実施例の場合は、自由発振
でよく第２の実施例の場合は‘７｝式を満すような周波
数、例えばね＝２８４ｆＨすなわち２ｓ＝５８￥日に発
振周波数ａｓを制御する必要がある。テレビ信号の走査
周波数に同期した発振周波数を得ることは既に公知の技
術で容易に実現できる。発振回路４で発生された周波数
がｓのクロックはＡ／Ｄ変換器１および帯域制限回路２
へ供給されるとともに分周回路１ １で公ｓの周波数か
ら＄の周波数に１／２分周されたサブサンプル回路３へ
供給される。またクロック発生回路８は伝送路のクロッ
ク周波数に同期して周波数ａｓのクロックを発生する回
路であり、既に公知の技術で容易に実現できる。発生さ
れたａＳ・クロックは各部へ供給される。Ａ／○変換器
１へ供給されたアナログのＮＴＳＣカラーテレビ信号は
Ａ／Ｄ変換器１によって標本化周波数がｓのＰＣＭ（パ
ルス符号変調）信号に変換され帯城制限回路２へ供給さ
れる。帯城制限回路２では信号再生に不要な信号成分を
周波数帯城制限し帯城制限をされた標本化周波数ａｓの
ＰＣＭ信号をサブサンプル回路３へ供給する。サブサン
プル回路３で標本化周波数２ｓの信号から１標本値おき
に再標本化を行なって標本化周波数ｆｓの信号に変換さ
れた複合カラーテレビ信号は伝送路へ供給される。受信
側では伝送路より受信した標本化周波数ｆｓのＰＣＭ信
号が補間回路５へ供給される。

補間回路では標本化周波数ｆｓのＰＣＭ信号より各標本
値の間に値が０の標本値を補間して標本化周波数が乳ｓ
のＰＣＭ信号とし、＄とがｓの周波数の場合で平均振幅
が等しくなるように２倍してから除去フィルタ回路６へ
供給される。除去フィルタ回路６では信号再生に不要な
折返しひずみをフィル夕によつて取除くことにより標本
化周波数が２ｓの帯域制限された複合カラーテレビ信号
のＰＣＭ信号を得る。除去フィルタ回路６で得られた標
本化周波数がｓのＰＣＭ信号はＤ／Ａ変換器７でアナロ
グ複合カラーテレビ信号に変換される。第４図に第１の
実施例の場合における第３図の帯城制限回路２および除
去フィルタ回路６の具体的な構成の１例を示す。

本実施例においては帯城制限回路２および除去フィル夕
６はいずれも伝達関数日（Ｚ〉が日（Ｚ〉＝（三孝三）
２で与えられる特性のディジタルフィル夕で構成されて
いる。（但し ＺＩ＝ｅ‐ｊ２ｍｆ／兆）４０１〜４１
川まクロツク周波数２ｓで動作するシフトレジスターで
各シフトレジスターの出力には各入力信号が１クロツク
周期遅れて出力される。

４１１および４１２は加算器で４１３は倍率が１／４の
乗算器である。

乗算器４１３は入力信号を各々下へ２桁ずらして出力す
ることによって簡単に構成できる。各構成要素の各々の
動作はよく知られたディジタルフィル夕の構成であり図
より明らかに理解できるので説明は省略する。このディ
ジタルフィル夕の出力信号は入力信号に対して５クロツ
ク周期遅れて出力される。第５図に第３図のサブサンプ
ル回路３および補間回路５の具体的な構成の１例を示す
。

サブサンプル回路３はスイッチ５１より構成される。ス
イッチ５１はクロツク周波数鷺で開閉するスイッチであ
り、スイッチの開閉によりサブサンプル回路２へ供給さ
れた標本化周波数２ｓのＰＣＭ信号を１標本値おきにま
びいて通過させることにより標本化周波数ｆｓのＰＣＭ
信号をスイッチ５１の出力に出力する。すなわちサブサ
ンプル回路２の出力に標本化周波数＆のＰＣＭ信号が出
力される。補間回路５はスイッチ５２および乗算器５３
より構成される。補間回路５へ供給された標本化周波数
ｆｓのＰＣＭ信号はクロック周波数がｓで切変るスイッ
チ５２の１つの入力へ送られる。もう一方の入力には０
レベル発生器５４より値０のＰＣＭ信号が供給される。
入力信号に同期して２ｓの周波数でスイッチ５２を切変
ることによってスイッチ５２の出力には０の値が補間さ
れた標本化周波数が幻ｓのＰＣＭ信号が得られる。この
信号は、標本化周波数がｆｓとがｓの場合とで信号の平
均値が等しくなるように乗算器５３へ送られて出力され
る。倍率が２の乗算器は入力信号を１桁上位にシフトし
て出力することにより簡単に構成できる。第６図に第２
の実施例の場合における第３図の帯域制限回路２の具体
的な構成例を示す。標本化周波数ががｓのＰＣＭ信号は
信号分離回路６２およびフィルタ回路６３での遅れを補
償する遅延回路６１と信号分離回路６２とへそれぞれ供
給される。

信号分離回路６２では櫛形フィル夕を用いてＹ成分の信
号が分離され、得られたＹ成分の信号はフィルタ回路６
３へ送られ、１／２＄〜３′２＄までの周波数成分が通
過される。フィルタ回路６３の出力に得られたＹ信号の
高周波成分は減算器６４へ送られそこで遅延回路６１を
通って位相の補償された標本化周波数がｓのＰＣＭ入力
信号から減算される。この結果減算器６４の出力にはＹ
信号の高城の周波数成分を帯域制限した標本化周波数が
ｓの信号が得られる。第７図は第６図の信号分離回路６
２の具体的な構成の一例である。

本実施例においてはＹ成分信号の分離は現標本値と１走
査線前の標本値との相関を用いて行なういわゆるＩＨ型
の櫛形フィル夕を用いた場合について示してある。Ａ／
○変換器１から送られてくる標本化周波数がｓのＰＣＭ
信号はラインメモリ７１および加算器７２へそれぞれ供
給される。ラインメモリ７１は１水平走査周期の遅延を
与える回路でシフトレジスタ等の記憶素子で構成できる
。入力信号と入力信号を１水平走査周期遅延した信号と
は加算器７２によって加算されたのち乗算器７３によっ
て１／２倍されることによって乗算器７３の出力にＹ成
分信号を出力する。この出力信号は入力信号に対して標
本化周期に対する遅れはない。乗算器７３は入力信号を
各ビット１桁下へずらして出力するこをにより簡単に構
成される。第８図は第６図のフィルタ回路６３の具体的
な構成の一例である。

本実施例に示すフィルタ特性をＺ変換（ＺＩ＝ｅ‐ｊ２
ｍｆ′２ｆＳ）で示すと日（Ｚ）＝−〔Ｚ−２−（牛三
）２（土手と２）〕（上多千）２ 脚 で与えている。

この周波数特性は日（る ＝〔１−（ＣＯＳ汀ｆ／２Ｓ
）２・ＣＯＳ２ｍｆ／がｓ〕（ｓｉｎｍｆ／幻ｓ）２
（９｝となる。

‘９｝式から明らかなようにこのフィル夕はおおよそ１
／がｓから３／Ｘｓの周波数の信号成分を通過させる通
過特性を有するフィル夕になっている。本実施例におい
ては■式で与えられる伝達関数日（Ｚ）がノンリカーシ
ブ型ディジタルフィル夕で実現されている。

８０１〜８０８はクロツク周波数２ｓで動作するシフト
レジスターで各シフトレジスターの出力には各入力信号
が１クロツク周期遅れて出力される。

８０９，８１０および８１１は加算器、８１２，８１３
および８１４は減算器、８１５は倍率１′８の乗算器、
８１６は倍率１／４の乗算器である。

乗算器８１５は入力信号を３桁下位にシフトして出力す
ることにより、乗算器８１６は入力信号を２桁下位にシ
フトして出力することにより簡単に構成できる。各構成
要素の各々の動作はよく知られたディジタルフィル夕の
構成であり図より明らかに理解できるので説明は省略す
る。第８図に示す■式のディジタルフィル夕を用いた場
合フィルタ回路６３の出力信号は入力信号に対して３ク
ロック周期遅れて出力される。したがって遅延回路６１
は公Ｓのクロック周波数で動作するシフトレジスタを３
段接続することにより構成され遅延回路６１の出力は入
力により３クロック周期遅れ、遅延の補償が行なわれる
。第９図に第２の実施例の場合における第３図の除去フ
ィルタ回路６の具体的な構成例を示す。補間回路５より
供給される標本化周波数ａｓのＰＣＭ信号は信号分離回
路９２へ送られライン相関を利用した櫛形フィル夕を用
いて折返しひずみを含んでいるＹ成分信号とＣ成分信号
に分離される。分離されたＹ成分信号は、Ｙフィルタ回
路９３に送られて周波数が０〜１／２ｓまでの周波数成
分のみを通過させ、折返しによって生じた１／２＄以上
のＹ信号の折返しスペクトルを除去し帯城制限された原
信号のＹ信号とほぼ同じ周波数スペクトルからなる標本
化周波数２ｓのＹ信号を得る。また分離されたＣ成分信
号はＣフィルタ回路９４に送られて折返しによって生じ
たくｆｓ−ｆｓｃ）の周波数の近傍のＣ信号の折返しス
ペクトルが除去され、原信号のＣ信号とほぼ同じ周波数
スペクトルからなる標本化周波数２ｓのＣ信号が得られ
る。フィルタリングによる遅延時間の違いを補償された
Ｙ信号及びＣ信号は加算器９５に供給されて加算され標
本化周波数ａｓの複合カラーテレビ信号を得る。第１０
図は第９図の信号分離回路９２の具体的な構成の一例を
示す。

本実施例においてはＩＨ型の櫛形フィル夕を用いた場合
について示してある。桶間回路５より供給される標本化
周波数がｓのＰＣＭ信号はラインメモリ１０１および加
算器１０２、減算器１０３へそれぞれ供給される。ライ
ンメモリ１０１は第７図に示したものと同様に１水平走
査周期の遅延を与える回路でシフトレジスタ等の記憶素
子で構成できる。入力信号と、１水平走査周期遅延され
た信号とは加算器１０２によって加算され、乗算器１０
４によって１′２倍されることによってＹ成分信号を出
力する。また減算器１０３によって、入力信号から１水
平走査周期遅延された入力信号を減算し、乗算器１０５
によって１′２倍することによってＣ成分信号を出力す
る。第１１図は第９図のＹフィルタ回路９３の具体的な
構成の一例である。

本実施例に示すフィル夕特性をＺ変換（ＺＩ＝ｅ‐ｊ２
〆′２ｆＳ）で示すとＨくＺ・）：〔Ｚ−２−（二手二
）２（二孝三）〕く考二〉２Ｚ−２ ｔＩＱ
で与えている。

働式で最終の変数Ｚ‐２はＣフィルタ回路９４の出力と
の遅延補償のために加えられている。この時の周波数特
性日（ｆ）は日（ｆ）ニ〔１一（Ｓｉｎ汀ｆ／がＳ）２
・ＣＯＳ汀ｆ／がｓ〕（ｃｏｓ打ｆ／２ｓ）２ （
１１）となる。

（１１）式から明らかなようにＹフィルタ回路９３は低
周波成分を通過させるフィル夕になっている。本実施例
においては（１０’式で与えられる関数日（Ｚ）がノン
リカーシブ型ディジタルフィル夕で実現されている。１
１０１〜１１１０はクロック周波数２ｓで動作するシフ
トレジスターで各シフトレジスターの出力には各入力信
号が１クロック周期遅れて出力される。１１１１〜１１
１３は減算器、１１１４〜１１１６は加算器，１１１７
は倍率が１′８の乗算器、１１１８は倍率が１′４の乗
算器である。

各乗算器１１１７，１１１８は各入力信号を各々３桁又
は２桁下へずらして出力することによって簡単に構成で
きる。各構成要素の各々の動作はよく知られたディジタ
ルフィル夕の構成であり図により明らかに理解できるの
で説明は省略する。このディジタルフィル夕の出力信号
は入力信号に対して５クロック周期遅れて出力される。
第９図のＣフィルタ回路９４の具体的な構成の１実施例
として第４図に示す除去フィルタ回路と同様の機能を有
するフィル夕を用いる。

以上第１の実施例および第２の実施例について述べたが
、第６図で示される帯城制限回路は本実施例の構成に限
定されることはなく他の方法、例えばＹ信号だけでなく
Ｃ信号にも帯域制限を加えるようにする方法もある。

第７図および第１０図に示される各実施例の信号分離回
路はいわゆるＩＨ型の構成であるが、この構成方法に限
定されることはなく他の方法、たとえば前後の走査線を
用いるいわゆる斑型で構成することも可能である。

第４図、第８図、第１１図および第９図のＣフィルタ回
路９４の各実施例はこれらの実施例に限定されることは
なく、各々所要の周波数特性を満すように構成されたフ
ィルタ回路であればよい。

第５図に示される補間回路と第９図に示される除去フィ
ルタ回路の実施例は本実施例の構成方法に限定されるこ
とはなく、他の方法、例えば補間回路と除去フィルタ回
路を組合せスイッチ５２を信号分離回離９２とＹフィル
タ回路９３との間におよび信号分離回路９２とＣフィル
タ回路９４との間にそれぞれおくように構成することも
可能である。このようにすれば信号分離回路に必要な遅
延素子の数が少なくてすむ。また第１および第２の実施
例は標本化周波数ｆｓが５′４＄ｃ（■式でｍ＝２，ｎ
＝２の時）にほぼ等しい場合について説明したが他の値
の場合は帯域制限回路２および除去フィル夕回路６にお
ける各フィルタ回路の周波数特性を所要の特性になるよ
うに変えればよい。第１２図は本発明の第３の実施例を
構成を示すブロック図である。

本実施例は第１または第２の実施例に帯城圧縮符号化方
式を組合せたものであり、Ａ／Ｄ変換１、帯城制限回路
２、サブサンプル回路３、発振回路４、補間回路５、除
去フィル夕回路６、Ｄ／Ａ変換器７、クロック発生回路
８および分周回路１１，１２は第３図のＡ／Ｄ変換器１
、帯城制限回路２、サブサンプル回路３、発振回路４、
補間回路５、除去フィルタ回路６、Ｄ／Ａ変換器７、ク
ロック発生回路８および分周回路１ １と同様の機能を
有している。帯城圧縮符号化回路９はサブサンプル回路
３より供給される標本化周波数ｆｓのＰＣＭ信号をＤＰ
ＣＭ（差分ＰＣＭ）やァダマール変換等の帯城圧縮符号
化する回路である。

帯城圧縮符号化回路９で符号化された信号は伝送路に送
り出される。帯城圧縮符号化回路１川ま伝送路より送ら
れてくる帯城圧縮された信号を復号化して標本化周波数
ｆｓのＰＣＭ信号に復号する回路である。復号された信
号は補間回路５で補間された除去フィルタ回路６で折返
し成分が取り除かれ○／Ａ変換器７でアナログ信号に変
換される。発振回路４およびクロック発生回路８からは
各部に所要のクロックが供給される。

本実施例の符号化装置は第１または第２の実施例におい
てサブナイキスト標本化周波数ｆｓで標本化されたＰＣ
Ｍのカラーテレビ信号を伝送するのにそのＰＣＭ信号に
適した帯域圧縮符号化方式を組合せることにより第１ま
たは第２の実施例に比してより大きな伝送ビット数の圧
縮を実現している。

第１３図は第１２図の帯域圧縮符号化回路９および帯城
圧縮符号化回路１０の具体的な構成の一例を示す。

本実施例においては帯城圧縮符号化方式として副搬送波
を含むカラーテレビ信号に適応した高次予測関数を用い
た高次ＤＰＣＭを採用した場合について説明する。予測
関数をＰ（Ｚ）、予測誤差信号の伝達関数を日（Ｚ）と
すれば日（Ｚ）＝（１−Ｐ（Ｚ））で示され、高次ＤＰ
ＣＭにおいては低域周波数部分のＹ信号および搬送色信
号に対して予測誤差出力のＲＭＳ値が小さくなるような
予測誤差信号の伝達関数日（Ｚ）であればよい。このよ
うな関数として２ライン前の標本化時刻の値を利用する
１一Ｚ‐靴（Ｚ‐２日は２水平走査周期前の標本化時刻
を示す）を用い、補正関数として（１一ＱＺ‐１）を乗
ずる。（ここで‘７｝式で示すようにｆｓ＝夕・ｆＨと
した場合Ｚ‐２日はＺ‐２Ｈ＝Ｚ‐２そで示される。）
すなわち日（Ｚ）＝（１一ＱＺ‐１）（１一Ｚ‐２Ｈ）
の伝達関数となるような予測関数Ｐ（Ｚ）＝１−日（Ｚ
）を１例として考える。これより予測関数Ｐ（Ｚ）はＰ
（Ｚ）＝ＱＺ‐１十Ｚ‐２日一ＱＺ−１．Ｚ‐２日（１
４）となる。

ただしＱは定数で例えばＱ＝０．５のように透らばれる
。高次ＤＰＣＭ符号器は減算器１４１、量子化器１４２
、加算器１４３、予測フィル夕１４４および符号変換器
１４５から構成され、高次ＤＰＣＭ復号器は符号逆変換
器１４６、加算器１４７および予測フィル夕１４８から
構成される。

高次ＤＰＣＭ符号器への入力信号は減算器１４１へ供給
される。

減算器１４１においては入力信号から予測フィル夕１４
４の出力である予測信号を減算し予測誤差信号を出力す
る。減算器１４１の出力である予測誤差信号は量予化器
１４２へ送られ、量子化器１４２で予め定められた量子
化特性で童子化され、星子化された信号は加算器１２３
および符号変換器１４５へ供給される。加算器１４３に
おいては量子化器１４２の出力と予測フィル夕１４４の
出力信号とが加算される局部復号信号が得られ、予測フ
ィル夕１４４の入力へ供給される。予測フィル夕１４４
は（１４）式に示す伝達特性を有し、局部復号信号から
次の標本化時刻の予測値を計算し予測信号として出力す
る。符号変換器１４５は量子化器１４２で量子化された
信号をそれぞれの量子化しベルに対応する符号に変換し
て伝送路に送り出す。高次ＤＰＣＭ復号器では伝送路か
ら送られてくる符号を符号逆変換回路１４６で量子化器
１４２で量子化しベルに対応して信号レベルに変換して
加算器１４７へ送る。

加算器１４７では符号逆変換回路１４６から送られてく
る信号と予測フィル夕１４８から送られてくる予測信号
とを加算し復号信号を得る。復号信号は予測フィル夕１
４８へ送られ次の標本化時刻の予測信号を計算して出力
する。なお予測フィル夕１４８は予測フィル夕１４４と
同じ伝達特性を有する。第１４図は第１３図の予測フィ
ル夕１４４および１４８の具体的な構成の一例を示す。

本実施例においては（１４）式で与えられる関数Ｐ（Ｚ
）をノンリカーシブ型ディジタルフィル夕で構成してい
る。１５１はクロック周波数＄で動作するシフトレジス
タ、１５２は倍率Ｑの乗算器である。

倍率ＱをＱ＝０．５１こ選らんだ場合、乗算器１５２は
単に入力信号を１桁下位にシフトして出力するだけでよ
く簡単に構成される。１５３は減算器、Ｉ５５は加算器
、１５４はラインメモリである。ラインメモリ１５４は
２水平走査周期の遅延を与える回路でシフトレジス夕等
の記憶素子で構成できる。各構成要素の各々の動作はよ
く知られたディジタルフィル夕の構成要素であり図より
明らかに理解できるので説明は省略する。以上の説明か
ら明らかなように第１または第２の実施例で述べたナィ
キスト周波数より低い標本化周波数で符号化できる符号
化復号化装置に帯域圧縮符号化方式を粗合せることによ
り大幅な帯城圧縮符号化が可能な符号化復号化装置が実
現できる。

また複合カラーテレビ信号を基底帯城信号に復調するこ
となく、しかも符号化後の処理はすべてディジタル論理
回路で実現できるので精度のよい演算ができる。

また第１３図の予測フィル夕１４４及び１４８の伝達特
性は（１４）式で示される予測関数Ｐ（Ｚ）に限定され
ることはなく、輝度信号成分および搬送色信号をともに
能率よく予測側する関数であればよい。

また第３の実施例における帯減圧縦符号化方式も高次Ｄ
ＰＣＭに限定されることなく、アダマール変換等の直交
変換符号化方式やフレーム間符号化方式でもよい。

またこれらに可変長符号化を組み合せた方式でもよい。
第１、第２および第３の実施例において帯城制限を加え
ない場合は標本化周波数がｓでＡ／Ｄ変換する必要はな
く＄でよくなる。

したがってこの場合は帯城制限回路２およびサブサンプ
ル回路３は不要となり装置構成が簡単になる。各実施例
においてテレビ信号の情報の流れを示す信号線以外の信
号線、クロツク信号線等、は主要な所以外は省略してあ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図ａは入力復号カラーテレビ信号のＹ信号とＣ信号
の周波数スペクトル分布の包絡線を示す図。 第１図ｂは標本化周波数＄で標本化された入力信号の周
波数スペクトル分布を示す図、第１図ｃは標本化周波数
が氏の信号を各標本値の間に０を桶間して標本化周波数
がｓで再標本化した場合の入力信号の周波数スペクトル
分布、第１図ｄはＣ信号の折返しひずみを取除くための
フィル夕の周波数特性を表わす図である。第２図ａはＹ
信号と折返されたＣ信号の周波数スペクトルの関係を示
す図、第２図ｂはＹ成分信号を通過させる櫛形フィル夕
の周波数特性を示す図である。第３図は本発明の狭帯域
カラーテレビ信号用符号化復号化装置の第１および第２
の実施例の構成を示すブロック図、第４図は第１の実施
例における帯城制限回路２または除去フィルタ回路６の
具体的な構成の１例を示すブロック図、第５図はサプサ
ンプル回路３および補間回路５の具体的な構成の一例を
示すブロック図、第６図は本発明の第２の実施例の場合
における帯城制限回路２の具体的な構成の一例を示すブ
ロック図、第７図は信号分離回路６２の具体的な構成の
一例を示すブロック図、第８図はフィルタ回路６３の具
体的な構成の一例を示すブロック図、第９図は本発明の
第２の実施例の場合における除去フィルタ回路６の具体
的な構成の一例を示すブロック図、第１０図は信号分離
回路９２の具体的な構成の一例を示すブロック図、第１
１図はＹフィルタ回路９３の具体的な構成の一例を示す
ブロック図である。第１２図は本発明の第３の実施例の
構成を示すブロック図、第１３図は高次ＤＰＣＭ符号器
９および同復号器１０の構成を示すブロック図、第１４
図は予測フィル夕１４４，１４８の具体的な構成の一例
を示すブロック図である。図において、１はＡ／Ｄ変換
器、２は帯域制限回路、３はサプサンプル回路、４は発
振回路、５は補間回路、６は除去フィルタ回路、７はＤ
／Ａ変換器、８はクロック発生回路、９は帯域圧縮符号
化回路、１川ま帯城圧縮符号化回路、１１および１２は
分周回路、４０１はシフトレジスタ、４１１は加算器、
４１３は乗算器、５１はスイッチ、５４は０レベル発生
器、６１は遅延回路、６２は信号分離回路、６３はフィ
ルタ回路、６４は減算器、７１はラインメモリ、９２は
信号分離回路、９３はＹフィルタ回路、９４はＣフィル
夕回路、１０１はラインメモリ、１４２は量子化器、１
４４および１４８は予測フィル夕、１４５は符号変換器
、１４６は符号逆変換器、１５１はシフトレジスタ、１
５４はラインメモリを各々示す。 オー図汁２図 オ３図 才４図 オ５図 オ６図 才７図 オ９図 才８図 オー○図 オーｌ図 オー２図 オ’３図 オー４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 色信号を周波数多重した複合カラーテレビ信号を符
   号化して伝送する符号化復号化装置において、副搬送波
   周波数をｆｓｃとして標本化周波数ｆｓが２ｆｓｃより
   低い値でかつ（２ｍ＋１）／（２ｎ）・ｆｓｃ（ｍ，ｎ
   は正の整数でｍは高々数１０以内）の値またはその近傍
   の値となるような標本化周波数ｆｓで標本化を行なう手
   段を備えた符号化装置と、受信信号より周波数特性がｃ
   ｏｓ（（２ｍ＋１）／（２ｎ）πｆ／（ｆｓ））の関数
   を含むフイルタを用いて折返しひずみを取り除く手段を
   備えた複号化装置とから構成され、複合カラーテレビ信
   号をナイキスト周波数以下の周波数で復号化したことを
   特徴とする狭帯域カラーテレビ信号用符号化復号化装置
   。