JPS6040975A - 自己追尾給電方式 - Google Patents
自己追尾給電方式Info
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- JPS6040975A JPS6040975A JP14875683A JP14875683A JPS6040975A JP S6040975 A JPS6040975 A JP S6040975A JP 14875683 A JP14875683 A JP 14875683A JP 14875683 A JP14875683 A JP 14875683A JP S6040975 A JPS6040975 A JP S6040975A
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- Japan
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- circularly polarized
- wave
- reference signal
- polarizer
- signal
- Prior art date
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/146—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction by comparing linear polarisation components
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、電波の到来方向に速い応答で正確に指向す
るアンテナの自己追尾給電方式に関する。
るアンテナの自己追尾給電方式に関する。
従来、電波の到来方向にアンテナを正確に指向させるた
めに、アンテナの方向が電波の到来方向からそれた時、
アンテナの放射給電部に励振される高次モード波を利用
して方向誤差信号を得、これを打消すようにアンテナを
自動的に駆動する自己追尾方式が実用に供されて来た。
めに、アンテナの方向が電波の到来方向からそれた時、
アンテナの放射給電部に励振される高次モード波を利用
して方向誤差信号を得、これを打消すようにアンテナを
自動的に駆動する自己追尾方式が実用に供されて来た。
このような高次モード波による自己追尾方式のうち、２
個のモード検出器を具備する給電装置の場合は、到来電
波の直線偏波がら円部−波迄のあらゆる偏波に対して感
知することから、方向誤差信号が得られ易く、多く使用
されている。
個のモード検出器を具備する給電装置の場合は、到来電
波の直線偏波がら円部−波迄のあらゆる偏波に対して感
知することから、方向誤差信号が得られ易く、多く使用
されている。
このような従来例について、到来波と追尾アンテナとの
座標関係を示す第１図のグラフを参照して説明すると、
θはアンテナＨ方向と到来波源との角度差、方向誤差直
交成分は、従って。
座標関係を示す第１図のグラフを参照して説明すると、
θはアンテナＨ方向と到来波源との角度差、方向誤差直
交成分は、従って。
ΣＨ＝θｃｏｓφ、ΣＶ−θｓｉｎφとなる。到来波Ｐ
は。
は。
Ｐ＝Ｋ（ｅコωｔ ＋ ｂｅ−コωｔ ） ｅコγ −
−（１）であり、−膜化された任意偏波とする。式（１
）において、には到来電波の電圧を正規化する定数であ
り、１汐丁π下可を含む。ｂは楕円偏波率を示し、ｂ＝
０の時は右旋円偏波、ｂ−１の時は直線偏波、ｂ−（２
）の時は°左旋円偏波となる。γは到来電波の長軸方向
を表す傾斜角度を表わす。
−（１）であり、−膜化された任意偏波とする。式（１
）において、には到来電波の電圧を正規化する定数であ
り、１汐丁π下可を含む。ｂは楕円偏波率を示し、ｂ＝
０の時は右旋円偏波、ｂ−１の時は直線偏波、ｂ−（２
）の時は°左旋円偏波となる。γは到来電波の長軸方向
を表す傾斜角度を表わす。
第２図は、上記の追尾アンテナに適合する従来の自己追
尾給電方式の構成をブロック図により示したものである
。この図において、１はアンテナの一次放射器１２はＴ
Ｅ０１モード結合器。
尾給電方式の構成をブロック図により示したものである
。この図において、１はアンテナの一次放射器１２はＴ
Ｅ０１モード結合器。
６はＴＭ、１モ一ド結合器、４は９０度移相器。
５は合成ハイブリッド、６はスイッチ、７−１は１８０
度型ポーラライザ、７−２は９０度型ポーラライザ、８
−１および８−２はポーラライザ７−１および７−２を
それぞれ駆動するギヤー付モータ／角度検出器、９は偏
分波器、１０−１．１０−３は円偏波発生器、１０−２
は１８０度ポーラライザである。いま、任意到来電波の
方向が一次放射器１の軸方向からそれた時、モード結合
器２および６にはそれぞれ（２）および（３）式に示す
ような高次モードによる電圧。
度型ポーラライザ、７−２は９０度型ポーラライザ、８
−１および８−２はポーラライザ７−１および７−２を
それぞれ駆動するギヤー付モータ／角度検出器、９は偏
分波器、１０−１．１０−３は円偏波発生器、１０−２
は１８０度ポーラライザである。いま、任意到来電波の
方向が一次放射器１の軸方向からそれた時、モード結合
器２および６にはそれぞれ（２）および（３）式に示す
ような高次モードによる電圧。
Ｖ、＝に、にθ（ｓｉｎ（ωｔ＋ｒ−φ） −ｂｓｉｎ
（ωｔ ｒ十φ））・・（２） ｖ２−に２にθ（ｃｏｓ（ωｔ−＋−ｒ−φ） −ｂ
ｃｏｓ （ωｔ−ｒ＋φ））・・・・（６） が検出される。ここで、移相器４によりｖ２に９０度の
位相推移を与え、に、とに２の振巾を等しくしたときの
値をｋとおいてハイブリッド５により合成すると、その
出力における同相端子５−１及び逆相端子５−２には、
それぞれｖＨ＝ １（Ｋθ５ｉｎ（ωｔ＋γ−φ） ・
＝−（４）ｖＨ出にθｂｓｉｎ（ωｔ−ｒ＋φ）・・・
・（５）の電圧が得られる。
（ωｔ ｒ十φ））・・（２） ｖ２−に２にθ（ｃｏｓ（ωｔ−＋−ｒ−φ） −ｂ
ｃｏｓ （ωｔ−ｒ＋φ））・・・・（６） が検出される。ここで、移相器４によりｖ２に９０度の
位相推移を与え、に、とに２の振巾を等しくしたときの
値をｋとおいてハイブリッド５により合成すると、その
出力における同相端子５−１及び逆相端子５−２には、
それぞれｖＨ＝ １（Ｋθ５ｉｎ（ωｔ＋γ−φ） ・
＝−（４）ｖＨ出にθｂｓｉｎ（ωｔ−ｒ＋φ）・・・
・（５）の電圧が得られる。
一方、基本波モード（ＴＥ？＋モード）の電波は。
回転弁γ、のポーラ２イヂ７−１および回転角γ、のポ
ーラライザ７−２を通過し、偏分波器９に受信されるこ
とになり、これが基準信号として使用される。この基準
信号は、偏分波器９のＸ軸成分端子９−１およびＹ軸成
分端子９−２には、それぞれ（６）および（７）式で表
わされる出力電圧。
ーラライザ７−２を通過し、偏分波器９に受信されるこ
とになり、これが基準信号として使用される。この基準
信号は、偏分波器９のＸ軸成分端子９−１およびＹ軸成
分端子９−２には、それぞれ（６）および（７）式で表
わされる出力電圧。
ＦｉＸ＝Ｃ・ＫＡｓｉｎＷ＋＋０Ｋｂ−’Ｂｅ１ｎＷ２
−・−（６）Ｂｙ＝ＣＫＢｓｉｎＷ１−ＣＫｂ−Ａｓｊ
ｎＷ２−・（７）が得られる。ここで。
−・−（６）Ｂｙ＝ＣＫＢｓｉｎＷ１−ＣＫｂ−Ａｓｊ
ｎＷ２−・（７）が得られる。ここで。
Ｃは定数
には１〃苗丁を含む定数
Ａ ＝ ｃｏｓ γｔ 十ｓｉｎ ｒ＋Ｂ ＝ ｃｏｓ
ｒ＋ −ｓｉｎ ７’＋Ｗ１−ωｔ＋γ−２γ２＋γ
１ ｗ２＝ωを一γ＋２γ２−γ１ を表わしている。従来、この基準信号は通信用信号と同
一経路を通過することから、到来波が直線偏波か、右旋
、又は左旋の円偏波と仮定したうえで、実用に供されて
いた。例えば、右旋円偏波、即ちｂ＝ｏの時は、γ、＝
４５°に固定する。このときには。
ｒ＋ −ｓｉｎ ７’＋Ｗ１−ωｔ＋γ−２γ２＋γ
１ ｗ２＝ωを一γ＋２γ２−γ１ を表わしている。従来、この基準信号は通信用信号と同
一経路を通過することから、到来波が直線偏波か、右旋
、又は左旋の円偏波と仮定したうえで、実用に供されて
いた。例えば、右旋円偏波、即ちｂ＝ｏの時は、γ、＝
４５°に固定する。このときには。
ＥＸ＝ＯＫ−ｙ’１ｓｉｎ（ωｔ＋ｒ−２ｒ２＋七ＥＹ
＝０ となる。γ２−一定とすると＋ ＥＸの位相変動項はγ
のみとなり、下記（８）式 ％式％（８） のように変換することができる。この（８）式で表わさ
れる信号を基準信号として、この基準信号と（４）式で
表わされる信号とから２個の乗算器を用いることによっ
て、θｓｊｎφおよびθｃｏｓφに比例した直流成分の
信号が得られる。全く同様に。
＝０ となる。γ２−一定とすると＋ ＥＸの位相変動項はγ
のみとなり、下記（８）式 ％式％（８） のように変換することができる。この（８）式で表わさ
れる信号を基準信号として、この基準信号と（４）式で
表わされる信号とから２個の乗算器を用いることによっ
て、θｓｊｎφおよびθｃｏｓφに比例した直流成分の
信号が得られる。全く同様に。
ｂ−（２）、即ち左旋円偏波の時でも、（８）式と同一
の信号と（５）式で表わされる信号とからθｓｉｎφお
よびθＣＯ８φが得られる。又、ｂ−１の時、即ち直線
偏波の時はγ、二〇とおき、さらに２γ２−γとなるよ
うにポーラライザ８の回転角が駆動されるので＋ＥＸ＋
又はＥＹはＣ’ ・Ｋ ８ｉｎ Ｏａｔとなる。
の信号と（５）式で表わされる信号とからθｓｉｎφお
よびθＣＯ８φが得られる。又、ｂ−１の時、即ち直線
偏波の時はγ、二〇とおき、さらに２γ２−γとなるよ
うにポーラライザ８の回転角が駆動されるので＋ＥＸ＋
又はＥＹはＣ’ ・Ｋ ８ｉｎ Ｏａｔとなる。
一方、（４）および（５）式で与えられる誤差信号は。
それぞれｋＫθ５ｉｎ（ωｔ±γ王φ）となるので、到
来偏波の傾き角γを打ち消すために２円偏波発生器１０
−１．１８０度ポーラライザ１０−２および円偏波発生
器１０−３で構成される移相器を使用している。この移
相器は、入力波を円偏波発生器１０−１により一度円偏
波に変換した後、１８０度移相型のポーラライザ１０−
２に入力し、再び円偏波発生器１０−６により直線偏波
に変換する。
来偏波の傾き角γを打ち消すために２円偏波発生器１０
−１．１８０度ポーラライザ１０−２および円偏波発生
器１０−３で構成される移相器を使用している。この移
相器は、入力波を円偏波発生器１０−１により一度円偏
波に変換した後、１８０度移相型のポーラライザ１０−
２に入力し、再び円偏波発生器１０−６により直線偏波
に変換する。
この時、出力波の位相推移量はポーラライザ１０−２の
回転角の２倍になることから、駆動部のギヤー付モータ
／角度検出器８−１によりポーラライザ１０−２を駆動
することによって、傾き角γを打ち消すことができる。
回転角の２倍になることから、駆動部のギヤー付モータ
／角度検出器８−１によりポーラライザ１０−２を駆動
することによって、傾き角γを打ち消すことができる。
しかし乍ら、上記従来の自己追尾給電方式では、到来偏
波を、一応直線偏波、右旋円偏波。
波を、一応直線偏波、右旋円偏波。
又は左旋円偏波に想定して動作させるため、到来偏波が
楕円偏波になると基準信号は変動する位相項を含むから
、θｃ６ｓφとθｓｉｎφについての独立した角度誤差
信号は得られなくなる。又。
楕円偏波になると基準信号は変動する位相項を含むから
、θｃ６ｓφとθｓｉｎφについての独立した角度誤差
信号は得られなくなる。又。
基準信号の回路構成も到来偏波の種類によって変更せね
ばならないという欠点があった。
ばならないという欠点があった。
この発明の目的は、上記従来の欠点を除去しあらゆる種
類の到来偏波に対しても２回路の構成を変えることなく
、シかもクロストークの無い完全な自己追尾給電方式を
提供することにある。
類の到来偏波に対しても２回路の構成を変えることなく
、シかもクロストークの無い完全な自己追尾給電方式を
提供することにある。
本発明によれば、電波の到来方向に対する受信アンテナ
方向軸のずれに応じてアンテナ放射給電部に励振される
高次モード波のうち、２つの高次モード波による誤差信
号と、基本波モードから得られる基準信号との比較制御
によりアンテナの方向を追尾する自己追尾給電方式にお
いて、前記２つの高次モード波をそれぞれ発生ずる高次
モード結合器の出力をハイブリッドで合成し、該ハイブ
リッドの出力電圧を右旋円偏波による成分と左旋円偏波
による成分とに分離する誤差信号発生手段と１通信用信
号の経路と同一経路から基準モードによる基準信号を右
旋円偏波成分による電圧と左旋円偏波成分による電圧と
に分離する手段と、該分離手段から得られるそれぞれの
円偏波成分ごとに方向誤差を表わす直交成分を発生する
手段とを備え、該直交成分発生手段の出力を基準信号と
し、該基ｆｆ、Ｉｉ信号と前記誤差信号発生手段から得
られる誤差信号とを追尾制御用の受信部に送出すること
を特徴とした自己追尾給電方式が得られる。。
方向軸のずれに応じてアンテナ放射給電部に励振される
高次モード波のうち、２つの高次モード波による誤差信
号と、基本波モードから得られる基準信号との比較制御
によりアンテナの方向を追尾する自己追尾給電方式にお
いて、前記２つの高次モード波をそれぞれ発生ずる高次
モード結合器の出力をハイブリッドで合成し、該ハイブ
リッドの出力電圧を右旋円偏波による成分と左旋円偏波
による成分とに分離する誤差信号発生手段と１通信用信
号の経路と同一経路から基準モードによる基準信号を右
旋円偏波成分による電圧と左旋円偏波成分による電圧と
に分離する手段と、該分離手段から得られるそれぞれの
円偏波成分ごとに方向誤差を表わす直交成分を発生する
手段とを備え、該直交成分発生手段の出力を基準信号と
し、該基ｆｆ、Ｉｉ信号と前記誤差信号発生手段から得
られる誤差信号とを追尾制御用の受信部に送出すること
を特徴とした自己追尾給電方式が得られる。。
次に２本発明による自己追尾給電方式について実施例な
挙げ２図面を参照して説明する。
挙げ２図面を参照して説明する。
第３図は９本発明による実施例の構成をブロック図によ
り示したものである。この例によれば、到来電波はアン
テナの一次放射器１１で受けられ、それぞれＴＥ、、モ
ード結合器１２とＴＭａ。
り示したものである。この例によれば、到来電波はアン
テナの一次放射器１１で受けられ、それぞれＴＥ、、モ
ード結合器１２とＴＭａ。
モード結合器１６とにより２つの茜次モード出力が取出
される。そのうち１つは移相２（１４で９０度の位相推
移が与えられ２両出力の振幅を同じにしてからハイブリ
ッド１５により合成される。このハイプリント１５の出
力は、前記（４）および（５）式で与えられる右旋円偏
波成分による電圧Ｖ、と左旋円偏波成分による電圧ＶＥ
とに分けて取出される。
される。そのうち１つは移相２（１４で９０度の位相推
移が与えられ２両出力の振幅を同じにしてからハイブリ
ッド１５により合成される。このハイプリント１５の出
力は、前記（４）および（５）式で与えられる右旋円偏
波成分による電圧Ｖ、と左旋円偏波成分による電圧ＶＥ
とに分けて取出される。
一方、任意偏波の到来波に対し、互に干渉成分を含まな
い通信に供される信号を得るために。
い通信に供される信号を得るために。
回転可能な１８０度移相型のポーラライザ１６と９０度
移相型のポーラライザ１７とが通信信号通過経路に設け
られている。この場合、基準信号も通信信号経路と同一
経路を通過するので。
移相型のポーラライザ１７とが通信信号通過経路に設け
られている。この場合、基準信号も通信信号経路と同一
経路を通過するので。
ポーラライザ１７の回転角をγ１．ポーラライヅ′１６
の回転角をγ２とすると、偏分波器２０の直交出力端子
２０−１および２０−２には前記（６）および（７）式
で与えられる信号電圧］８８ｘおよびＥＹを得る。これ
らの信号電圧はそれぞれ低雑音受信機２１および２６で
増巾された後、方向性結合器２２および２４で分岐され
、それぞれ一方を出力端子２２−１および２４−１へ導
くとともに、それぞれ他方は直交偏分波器２５に与えら
れる。直交偏分波器２５の出力は、制御系により同時に
回転可能な１８０度ポーラライザ２６を介して偏分波器
２７で検出される。ここで検出された２つの出力は、前
述（６）および（７）式で与えられていた信号ＥＸおよ
びＥＹに対して。
の回転角をγ２とすると、偏分波器２０の直交出力端子
２０−１および２０−２には前記（６）および（７）式
で与えられる信号電圧］８８ｘおよびＥＹを得る。これ
らの信号電圧はそれぞれ低雑音受信機２１および２６で
増巾された後、方向性結合器２２および２４で分岐され
、それぞれ一方を出力端子２２−１および２４−１へ導
くとともに、それぞれ他方は直交偏分波器２５に与えら
れる。直交偏分波器２５の出力は、制御系により同時に
回転可能な１８０度ポーラライザ２６を介して偏分波器
２７で検出される。ここで検出された２つの出力は、前
述（６）および（７）式で与えられていた信号ＥＸおよ
びＥＹに対して。
Ｅ’Ｘ ＝ Ｃ・Ｋ（Ａｃｏｓ２’ｒ、−Ｂｓｉｎ２ｒ
５）ｓｉｎ Ｗ。
５）ｓｉｎ Ｗ。
＋ＣＫｂ（Ａｓｉｎ２ｒ、＋Ｂｃｏｓ２ｒ、 ）ｓｉｎ
Ｗ２− （９）Ｅ’ｙ ＝ ＯＫ（Ａｓｉｎ２ｒ３−Ｂ
ｃｏｓ２γ、 ）ｓｉｎ Ｗ。
Ｗ２− （９）Ｅ’ｙ ＝ ＯＫ（Ａｓｉｎ２ｒ３−Ｂ
ｃｏｓ２γ、 ）ｓｉｎ Ｗ。
−ＣＫｂ（Ａｃｏｓ２ｒ３−ＢＳ１ｎ２ｒ５ ）ｓｉｎ
Ｗ２ −（１０）のどとく変換された信号になる。こ
こで、γ、はポーラライザ２６の回転角＋ Ｃ＋ Ｋ＋
Ｂ＋ Ａ＋ Ｂ＋ ＷｌおよびＷ２はポーラライザ１
７および１６の回Ｉ匠角をそれぞれγ１およびγ２と与
えた時、それぞれ（７）式に使用されている表現と同一
になる。
Ｗ２ −（１０）のどとく変換された信号になる。こ
こで、γ、はポーラライザ２６の回転角＋ Ｃ＋ Ｋ＋
Ｂ＋ Ａ＋ Ｂ＋ ＷｌおよびＷ２はポーラライザ１
７および１６の回Ｉ匠角をそれぞれγ１およびγ２と与
えた時、それぞれ（７）式に使用されている表現と同一
になる。
いま、上記（９）および（１０）式において、２γ、＝
γ１とおくと、それぞれの出力電圧は（１１）おにび（
１２）式となる。これらの信号電圧は偏分波器２７でそ
れぞれ直交出力。
γ１とおくと、それぞれの出力電圧は（１１）おにび（
１２）式となる。これらの信号電圧は偏分波器２７でそ
れぞれ直交出力。
Ｅ賃＝ ｃｘｓｉｎｗ、 十ＣＫｂｓｉｎＶ／２ ・・
・・・（１１）Ｅ Ｓ ＝ＣＫ Ｓｌｎ Ｗ、ＣＫ ｂ
７３ ｉｎ Ｗ２ −・”’ （１２）に分けられる
。上記（１１）および（１２）式で得られた信号ＥＱお
よびＥ４はハイブリッド２８により合成される。その出
力は（１６）および（１４）式に示すごとき信号電圧Ｅ
ａおよびＥｂとなり、それぞれ出力線２８ａおよび２８
ｂに得られる。これ等の電圧はポーラライザ１７の回転
角γ、により変化しないところの右旋および左旋円偏波
成分毎の基準信号となる。
・・・（１１）Ｅ Ｓ ＝ＣＫ Ｓｌｎ Ｗ、ＣＫ ｂ
７３ ｉｎ Ｗ２ −・”’ （１２）に分けられる
。上記（１１）および（１２）式で得られた信号ＥＱお
よびＥ４はハイブリッド２８により合成される。その出
力は（１６）および（１４）式に示すごとき信号電圧Ｅ
ａおよびＥｂとなり、それぞれ出力線２８ａおよび２８
ｂに得られる。これ等の電圧はポーラライザ１７の回転
角γ、により変化しないところの右旋および左旋円偏波
成分毎の基準信号となる。
Ｅａ＝ Ｃ’Ｋ ｓｉｎ Ｗｌ −−（１３）Ｅｌ）
＝ Ｃ’Ｋ・ｂｓｉｎ Ｗ２−− （１４）上記の電圧
ＥａおよびＥｂは直交偏分波器２９（−与えられ７４５
度位相推移面が傾いた２個の９０度ポーラライザ６０お
よび６５と、これ等両者の間にはさまれて回転可能な１
８０度ポーラライザ６１とから構成される移相器に同時
に通過せしめたのち、再び直交偏分波器６６により分ｊ
ｊｊｊｉする。直交偏分波器ろ６の出力線３６ａおよび
３６ｂには、ポーラライザ６１の回転角をγ４とすると
、それぞれ（１５）および（１６）式により。
＝ Ｃ’Ｋ・ｂｓｉｎ Ｗ２−− （１４）上記の電圧
ＥａおよびＥｂは直交偏分波器２９（−与えられ７４５
度位相推移面が傾いた２個の９０度ポーラライザ６０お
よび６５と、これ等両者の間にはさまれて回転可能な１
８０度ポーラライザ６１とから構成される移相器に同時
に通過せしめたのち、再び直交偏分波器６６により分ｊ
ｊｊｊｉする。直交偏分波器ろ６の出力線３６ａおよび
３６ｂには、ポーラライザ６１の回転角をγ４とすると
、それぞれ（１５）および（１６）式により。
Ｅ’、＝−０’Ｋｃｏｓ（Ｗ、 −２ｒ４） −−（１
５）Ｅｉ＝ ｃ’Ｋｂｃｏｓ（ｗ２＋２ｒ４） −−（
１６）の信号が現われる。
５）Ｅｉ＝ ｃ’Ｋｂｃｏｓ（ｗ２＋２ｒ４） −−（
１６）の信号が現われる。
ここで、上Ｗｅ （１５）および（１６）式において。
Ｗ、＝ωを十γ−２γ２＋γ１．Ｗ２−ωを一γ＋２γ
２−γ１であるから、２γ４−γ、−２γ２となる回転
角γ４をポーラライザ３１に与えることにより、（１５
）および（１６）式の電圧信号は、それぞれ Ｅ片＝ −Ｃ’Ｋ ｃｏｓ （ωｔ ＋ｒ ） −−（
１７）ＥＱ＝ Ｃ’Ｋｂｃｏｓ（ωｔ−ｒ ） −−（
１８）となる。この２つの信号電圧を基準信号とし。
２−γ１であるから、２γ４−γ、−２γ２となる回転
角γ４をポーラライザ３１に与えることにより、（１５
）および（１６）式の電圧信号は、それぞれ Ｅ片＝ −Ｃ’Ｋ ｃｏｓ （ωｔ ＋ｒ ） −−（
１７）ＥＱ＝ Ｃ’Ｋｂｃｏｓ（ωｔ−ｒ ） −−（
１８）となる。この２つの信号電圧を基準信号とし。
これ等の基準信号は、（４）および（５）式で向えられ
る誤差信号と共に追尾受信機に供給される。追尾受信機
では４個の乗算器を用いて１乗算の結果、出力信号の直
流成分として。
る誤差信号と共に追尾受信機に供給される。追尾受信機
では４個の乗算器を用いて１乗算の結果、出力信号の直
流成分として。
ｙ、 ＝＝ ＣＩＩ Ｋ２θｓｉｎφ −−（１９）ｙ
２＝＝ ｃ ＩＩ Ｋ２θＣＯ８φ −−（２０）ｖ、
＝ｃ ＩＩ Ｋ２ ｂ２θｓｉｎφ −−＝ （２１
）Ｖ４−ＣＩＩＫ２ｂ２θｃｏｓφ ・・・・（２２）
が得られる。これ等の直流信号のうち＋ ■５および■
４の信号を極性交換してＶ、＋Ｖ、およびＶ、、十Ｖ４
を得れば、Ｋが１２４７ｉ＋ｂ万に比例する定数である
ことから、到来波の楕円偏波率すを含まないｖｙ−ｃ
ＩＩＩθｓｉｎφとＶｘ ＝ Ｃ”’θｃｏｓφを得る
ことができる。
２＝＝ ｃ ＩＩ Ｋ２θＣＯ８φ −−（２０）ｖ、
＝ｃ ＩＩ Ｋ２ ｂ２θｓｉｎφ −−＝ （２１
）Ｖ４−ＣＩＩＫ２ｂ２θｃｏｓφ ・・・・（２２）
が得られる。これ等の直流信号のうち＋ ■５および■
４の信号を極性交換してＶ、＋Ｖ、およびＶ、、十Ｖ４
を得れば、Ｋが１２４７ｉ＋ｂ万に比例する定数である
ことから、到来波の楕円偏波率すを含まないｖｙ−ｃ
ＩＩＩθｓｉｎφとＶｘ ＝ Ｃ”’θｃｏｓφを得る
ことができる。
なお、第６図において、破線で示す部分はポーラライザ
の駆動制御系を示しており、このうち、ギヤー／モータ
１９は制御部からの信号Ｃ２をうけて９０度ポーラライ
ザ１７を駆動するとともに、ギヤー／モータ１９に結合
し９回転角度を係にする減速機３２を介して１８０度ポ
ーラライザ２６を駆動する。また、ギヤー／モータ１８
は同じく制御部からの信号Ｃ１をうけて１８０度ポーラ
ライザ１６を駆動する。駆動回路３６はギヤー／モータ
１８から得られる１８０度ポーラライザ１６の制御回転
角γ２と、減速機６２から得られる９０度ポーラライザ
１７の制御回転角γ１とをうけて、（２γ２−γ、）／
２の回転を行なう。ギヤー／モータ６４は駆動回路３３
に結合して動作し、１８０度ポーラライザ６１を駆動す
る。
の駆動制御系を示しており、このうち、ギヤー／モータ
１９は制御部からの信号Ｃ２をうけて９０度ポーラライ
ザ１７を駆動するとともに、ギヤー／モータ１９に結合
し９回転角度を係にする減速機３２を介して１８０度ポ
ーラライザ２６を駆動する。また、ギヤー／モータ１８
は同じく制御部からの信号Ｃ１をうけて１８０度ポーラ
ライザ１６を駆動する。駆動回路３６はギヤー／モータ
１８から得られる１８０度ポーラライザ１６の制御回転
角γ２と、減速機６２から得られる９０度ポーラライザ
１７の制御回転角γ１とをうけて、（２γ２−γ、）／
２の回転を行なう。ギヤー／モータ６４は駆動回路３３
に結合して動作し、１８０度ポーラライザ６１を駆動す
る。
上記の実施例において２通信信号および基準信号の通過
する回路には、従来より実施されている１８０度ポーラ
ライザ、９０度ポーラライザが設けられている場合を例
に挙げて説明したが。
する回路には、従来より実施されている１８０度ポーラ
ライザ、９０度ポーラライザが設けられている場合を例
に挙げて説明したが。
９０度ポーラライザの無い場合、即ち第６図における９
０度ポーラライザ１７が無い場合には直交偏分波器２５
．ポーラライザ２６および偏分波器２７は不用になる。
０度ポーラライザ１７が無い場合には直交偏分波器２５
．ポーラライザ２６および偏分波器２７は不用になる。
又、１８０度ポーラライザ１６の無い場合には、９０度
ポーラライザ１７が４５度に固定されて使用されるため
、直交偏分波器２９．ポーラライザ３０，３１．３５お
よび直交偏分波器５６の素子は不要になるが。
ポーラライザ１７が４５度に固定されて使用されるため
、直交偏分波器２９．ポーラライザ３０，３１．３５お
よび直交偏分波器５６の素子は不要になるが。
動作原理は全く同じことになる。
以上の説明により明らかなように１本発明によれば２通
信用信号の処理のために使用される１８０度ポーラライ
ザおよび９０度ポーラライザの動作とは独立して、アン
テナの自己追尾に必要な、しかも互（二干渉しない完全
に直交関係にある方向誤差電圧を得ることができるから
、任意の偏波の到来信号波に対して回路構成を変更する
ことがなく、従って、システムの融通性を高めるととも
に経済性を向上すべく得られる効果は太きい。
信用信号の処理のために使用される１８０度ポーラライ
ザおよび９０度ポーラライザの動作とは独立して、アン
テナの自己追尾に必要な、しかも互（二干渉しない完全
に直交関係にある方向誤差電圧を得ることができるから
、任意の偏波の到来信号波に対して回路構成を変更する
ことがなく、従って、システムの融通性を高めるととも
に経済性を向上すべく得られる効果は太きい。
以下余日
第１図は到来波と追尾アンテナとの座標関係を示すグラ
フ、第２図は従来の自己追尾給電方式の構成例を示すブ
ロック図、第３図は本発明による実施例の構成を示すブ
ロック図である。 図において、１１はアンテナの一次放射器。 １２はＴＫｏ＋モード結合器、１３はＴＭｏ、モード結
合器、１４は移相器、１５はハイブリッド。 １６は１８０度ポーラライザ、１７は９［１度ポーララ
イザ、１Ｂ、１９．３４はギヤー／モータ。 ２０は偏分波器、２１．２３は低雑音受信機。 ２２．２４は方向性結合器、２５は直交偏分波器。 ２６は１８０度ポーラライザ、２７は偏分波器。 ２８はハイブリッド、２９は直交偏分波器。 ３０、３５は９０度ポーラライザ、６１は１８０度ポー
ラライザ、３２は減速機、３３は駆動回路。 ３６は直交偏分波器である。 手続補正書く自発） 昭和ｌ？年７θ月２ξ日 特許庁長官 若 杉和 夫 殿 １、事件の表示 昭和５８年特許顧第１４８，７５６号 ２ 発明の名称 自己追尾給電方式 ６、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称 （４２３）日本電気株式会社 ４、代理人 〒１０５ 住 所 東京都港区西新橋１丁目４番１０号−−（ほか
２名） ５、補正の対象 イ）明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 イ）次のとおり （１）明細書の第４頁第１２行目（３）式の［ｖ２−に
２にθ（ｃｏｓ（ωｔ＋ｒ−φ） −ｂｃｏｓ （ωｔ
−ｒ十φ））」を 「■２−に２にθ（ｃｏｓ（ωｔ＋ｒ−φ）＋ｂＣＯ８
（ωｔ−ｒ十φ））」と訂正する。 （２）明細書の第４頁第１５行目に「９０度」とあるの
を「−９０度」と訂正する。 （３）明細書の第１５頁第８行と第９行との間に次の文
を加入する。 ［１だ、上記の実施例においては、 ＴＭｏ、モードお
よびＴ Ｅｏ、モートの結合器により２つの高次モード
出力が取出されているが、直交する一対のＴＥ２．モー
ド結合器を用いても、前記（２）、 （３）式と同様の
高次モードによる電圧。 Ｖζ＝にζにθ（ｃｏｓ（ωｔ”、ｒ＋φｌ ＋ ｂｃ
ｏｓ （ωｔ −ｒ−φ））Ｖ４ ＝に４ Ｋθ（ｓｉ
ｎ （ωｔ＋ｒ十φ） −ｂｓｉｎ（ωｔ−ｒ−φ））
が検出される。そして、第２図における移相器４により
■〈に９０°の位相推移を与え、上記にζとｋ（の振幅
を等しくしたときの値をｋとおいてハイブリッド５によ
り合成すると、その出力端＋５−１及び５−２には、そ
れぞれ ｖ′Ｈ−ｋＫθ強（ωｔ＋ｒ＋φ） ＶＱ＝−ｋＫθｂＳｉｎ（ωｔ−ｒ−φ）の電圧が得ら
れる。したがって、上記実施例における（１７式および
（１８）式の基準信号により、４個の乗算器を用いてＱ
９）−（２２）式で表わされる直流成分と同一の振幅の
電圧を得ることができるから、極性変換をおこなって合
成すれば、第３図の実施例と全く同様にＶｙ−Ｃ”′θ
５１１１φとＶｘ−Ｃ“′θＣＯＳφを得ることができ
る。」４４９−
フ、第２図は従来の自己追尾給電方式の構成例を示すブ
ロック図、第３図は本発明による実施例の構成を示すブ
ロック図である。 図において、１１はアンテナの一次放射器。 １２はＴＫｏ＋モード結合器、１３はＴＭｏ、モード結
合器、１４は移相器、１５はハイブリッド。 １６は１８０度ポーラライザ、１７は９［１度ポーララ
イザ、１Ｂ、１９．３４はギヤー／モータ。 ２０は偏分波器、２１．２３は低雑音受信機。 ２２．２４は方向性結合器、２５は直交偏分波器。 ２６は１８０度ポーラライザ、２７は偏分波器。 ２８はハイブリッド、２９は直交偏分波器。 ３０、３５は９０度ポーラライザ、６１は１８０度ポー
ラライザ、３２は減速機、３３は駆動回路。 ３６は直交偏分波器である。 手続補正書く自発） 昭和ｌ？年７θ月２ξ日 特許庁長官 若 杉和 夫 殿 １、事件の表示 昭和５８年特許顧第１４８，７５６号 ２ 発明の名称 自己追尾給電方式 ６、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称 （４２３）日本電気株式会社 ４、代理人 〒１０５ 住 所 東京都港区西新橋１丁目４番１０号−−（ほか
２名） ５、補正の対象 イ）明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 イ）次のとおり （１）明細書の第４頁第１２行目（３）式の［ｖ２−に
２にθ（ｃｏｓ（ωｔ＋ｒ−φ） −ｂｃｏｓ （ωｔ
−ｒ十φ））」を 「■２−に２にθ（ｃｏｓ（ωｔ＋ｒ−φ）＋ｂＣＯ８
（ωｔ−ｒ十φ））」と訂正する。 （２）明細書の第４頁第１５行目に「９０度」とあるの
を「−９０度」と訂正する。 （３）明細書の第１５頁第８行と第９行との間に次の文
を加入する。 ［１だ、上記の実施例においては、 ＴＭｏ、モードお
よびＴ Ｅｏ、モートの結合器により２つの高次モード
出力が取出されているが、直交する一対のＴＥ２．モー
ド結合器を用いても、前記（２）、 （３）式と同様の
高次モードによる電圧。 Ｖζ＝にζにθ（ｃｏｓ（ωｔ”、ｒ＋φｌ ＋ ｂｃ
ｏｓ （ωｔ −ｒ−φ））Ｖ４ ＝に４ Ｋθ（ｓｉ
ｎ （ωｔ＋ｒ十φ） −ｂｓｉｎ（ωｔ−ｒ−φ））
が検出される。そして、第２図における移相器４により
■〈に９０°の位相推移を与え、上記にζとｋ（の振幅
を等しくしたときの値をｋとおいてハイブリッド５によ
り合成すると、その出力端＋５−１及び５−２には、そ
れぞれ ｖ′Ｈ−ｋＫθ強（ωｔ＋ｒ＋φ） ＶＱ＝−ｋＫθｂＳｉｎ（ωｔ−ｒ−φ）の電圧が得ら
れる。したがって、上記実施例における（１７式および
（１８）式の基準信号により、４個の乗算器を用いてＱ
９）−（２２）式で表わされる直流成分と同一の振幅の
電圧を得ることができるから、極性変換をおこなって合
成すれば、第３図の実施例と全く同様にＶｙ−Ｃ”′θ
５１１１φとＶｘ−Ｃ“′θＣＯＳφを得ることができ
る。」４４９−
Claims (1)
- １、電波の到来方向に対する受信アンテナ方向軸のずれ
に応じてアンテナ放射給電部に励振される高次モード波
のうち、２つの高次モード波による誤差信号と、基本波
モードから得られる基準信号との比較制御によりアンテ
ナの方向を追尾する自己追尾給電方式において、前記２
つの高次モード波をそれぞれ発生する高次モード結合器
の出力をハイブリッドで合成し、該ハイプリントの出力
電圧を右旋円偏波による成分と左旋円偏波による成分と
に分離する誤差信号発生手段と７通信用信号の経路と同
一経路から基準モードによる基準信号を右旋円偏波成分
にｊ；る電圧と左旋円偏波成分による電圧とに分離する
手段と、該分離手段から得られるそれぞれの円偏波成分
ごとに方向誤差を表わす直交成分を発生ずる手段とを備
え、該直交成分発生手段の出力を基準信号とし、該基準
信号と前記誤差信号発生手段から得られる誤差信号上を
追尾制御用の受信部に送出することを特徴とした自己追
尾給電方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14875683A JPS6040975A (ja) | 1983-08-16 | 1983-08-16 | 自己追尾給電方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14875683A JPS6040975A (ja) | 1983-08-16 | 1983-08-16 | 自己追尾給電方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6040975A true JPS6040975A (ja) | 1985-03-04 |
| JPH0546510B2 JPH0546510B2 (ja) | 1993-07-14 |
Family
ID=15459930
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14875683A Granted JPS6040975A (ja) | 1983-08-16 | 1983-08-16 | 自己追尾給電方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6040975A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014115226A (ja) * | 2012-12-11 | 2014-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 追尾アンテナ装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS567067A (en) * | 1979-06-29 | 1981-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | Detector for angle error |
-
1983
- 1983-08-16 JP JP14875683A patent/JPS6040975A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS567067A (en) * | 1979-06-29 | 1981-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | Detector for angle error |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014115226A (ja) * | 2012-12-11 | 2014-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 追尾アンテナ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0546510B2 (ja) | 1993-07-14 |
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