JPS6042711B2

JPS6042711B2 - 透導電動機の回転制御装置

Info

Publication number: JPS6042711B2
Application number: JP53121720A
Authority: JP
Inventors: 勝太郎久下
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-10-03
Filing date: 1978-10-03
Publication date: 1985-09-24
Also published as: JPS5549991A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は誘導電動機の回転制御装置に関する。

従来、誘導電動機の回転速度またはトルクを制御するに
は、有効磁束と２次漏れ磁束との和である２次鎖交磁束
の値を基準値として与え、外に回転速度またはトルクの
基準値を与えてこれにより操作すべき諸量をベクトル演
算し、演算結果に基いて諸量の制御を行つている。ここ
において、この従来方式によると２次鎖交磁束を指令値
に合わせるべく制御が行われるので有効磁束は一定では
なく変化してしまう。

有効磁束が設定されてないとトルクを有効電流に比例さ
せることができないし、定出力制御を行うことも難しく
なる。定出力制御を行うには界磁弱め制御を行うが、こ
れは有効磁束を操作して成立つことであり、２次鎖交磁
束を操作しても意味がない。本発明は上述の点に鑑みて
なされたもので、２次鎖交磁束に代え有効磁束を指令し
て界磁弱め制御を行う誘導電動機の制御装置を構成した
ものである。以下添付図面を参照して本発明の実施例を
説明する。

添付図面中、第１図、第２図、第６図は本発明の装置の
要素となる演算回路を示しており、第３図はそれらを組
合わせた全体構成を示している。

まず、第１図は、有効磁束の値φ、およびトルクＴの指
令値から２次鎖交磁束の値φ２およびすベリ周波数Ｓω
ｅを演算する回路である。また、第２図は、２次鎖交磁
束の値φ２およびすベリ周波数ＳＯ）ｅから１次電流の
値１１および１次周波数φｅを演算する回路である。さ
らに、第６図は、非正弦波出力のインバータ回路を使用
した場合の正弦波の電流基準と実際の電流波形との隔り
を計算する回路である。そして、第３図が第１図、第２
図および第６図の回路を含む全体のシステム構成図であ
り、電流波形によるトルクリツプル発生防止回路をも有
する。ここでは直流回路を有する変換器回路で説明して
いるが、サイクロコンバータ回路も成立つことは勿論で
ある。出力波形は正弦波、方形波の何れでも適用可能で
あり、方形波の場合は基本波について考えればよい。次
に動作を説明する。

誘導電動機の基本方程式は、一次は固定座標で表わし、
二次は回転子の回転速度と同じ速度で回転する回転座標
で表わすと次式となる。

座標を一次電圧による回転磁束と同じ速度で回転する座
標に統一するために次の変換ＳｐｉｎＯｒをＸ両辺に乗
する。

回転磁束座標により表わされる変数に０をつけると一次
、二次に分解すると、となる、ここで゛一゛
とすると、となる。

かご形電動機の場合 φ２の定義より座標をφ２軸に固定して、Ｄ，ｑ軸に分解するとしたが
つてトルクはとなる。

有効磁束はとなる。

トルクと有効磁束指示による制御を行うには、Ｔとφに
より他の変数が決定されなければならない。

第（２２）式よりとなる。

第（２３）式により第１図の如く、系として問題となら
ない程度の応答速度の増巾器を使用すれば、Ｔ，φ＝ｌ
φ１の指示により、大なる方のφ２を決定することがで
きる。第４図より小なる方のφ２が求める値である。ま
た第（２１）式よりとなり、第１図の如く通常の演算で
、Ｔ，φの指示により、Ｓωｅを決定できる。

実際の装置で制御できるのは、１ｉ１１＝Ｉｌ，ωｅで
あるので、φ２，ｓ０）ｅより求める。

φ２軸基準で演算すれば、第（１６）式、第（１７）式
より、となる。

電動機速度ωｒを用いてｗし −ー覧ＪＶ／し１
Ｖ′１
＼ρυノとなる。

この値は第２図の回路で求められる。Ｔ，φの指示を満
足するには、Ｉｌ，ωｅを制御すれば必要充分であるこ
とは、次の如く証明できる。第（２６）式によりωｅよ
りＳωｅが決定される。

第（１５）式により、ｓ（りｅとｉ１によりφ２が決定
される。第（１８）式、第（１９）式によりＳωｅとφ
２によりφ２軸基準のＩ２が決定される。第（２１）式
によりＳＯ）ｅとφ２によりＴが決定される。第（２２
）式によりＳωｅとφ２によりφ２軸基準のφが決定さ
れる。第１図で第（２３）式、第（２４）式より調整抵
抗１にて与えるφ、調整抵抗１８に与えるＴ入力から、
φ２，Ｓωｅを求める。

演算増巾器４にてφ２制御回路を構成してる。

また、平方根関数発生器１１、自乗関数発生器１２，１
４，１＋Ｔ２Ｐ演算回路１３、Ｔ２ｒ２演算回路１５、
乗算器１６、反比例関数発生器１７、により、第（２３
）式により、φ２，Ｔからφの大きさφを計算する回路
を構成している。極性反転器を２２にて極性変換して、
φの基準に対する帰還信号としている。上記はφ制御ル
ープを構成しているが、この出力はφ２となる。

φ２は２つの値をとれるので、小なる方の値のみとすべ
く、調整抵抗器８、ダイオード９，１０にてバイアスを
与える。反比例関数発生器１７、自乗関数発生器１９、
乗算器２０、Ｒ２演算回路２１により、第（２４）式よ
りφ２，ＴからＳＯ）ｅを計算する回路を構成している
。

第２図で第（２５）式、第（２６）式より、φ２，ｓ６
）Ｅ，ωｒの入力から、Ｉｌ，ωｅを求める。

１＋Ｔ２Ｐ演算回路３１、１／Ｍ演算回路３２、自乗関
数発生器３３，３６、乗算器３４、Ｔ３／Ｍ演算回路３
５、平方根関数発生器３７により、第（２５）式より、
φ２，ｓ０）ｅからｉ１の大きさｉ１を計算する回路を
構成している。

同じく第２図で、第（２６）式より、ＳＯ）Ｅ，ωｒか
らωｅを計算する。

ｌ第６図は、本発明の主要回路となるもので、正弦波
でない電流で電動機を制御する場合に、正弦波電流基準
と、実際の電流との波形の異りを計算する回路である。

演算増巾器１０３に抵抗１０１を通じて入力されるＩｌ
Ｒは一次Ｒ相の正弦波電流基準である。一次Ｒ相の実際
の波形信号１１Ｒ′を抵抗１０６を通じて負信号で入力
し、差分を増幅器１０３と抵抗１０２で増幅する。増幅
器１０３の出力として差分のみ出てくるように、平均出
力０制御を行う。増幅器１０３の出力をフィルタ１０７
を通して増幅器１０９に入力する。増幅器１０９の出力
信号と１１Ｒ″信号を乗算器１０８で乗じて、その出力
を抵抗１０６を通じて負信号で増幅器１０３に入力する
。この回路の働きで、増幅器１０３の出力は差分のみと
なる。増幅器１０３の出力とＩｌＲ信号を乗算器１０４
にて乗じて加重平均し、抵抗１０５を通じて演算増幅器
１３２に入力する。

Ｓ相についても、１１１〜１１９の回路で同様の計算を
して、演算増幅器１３２に入力する。

Ｔ相についても、１２１〜１２９の回路で同様の計算を
して、演算増幅器１３２に入力する。演算増幅器１３２
と抵抗１３１にて各入力を加算増幅した信号１″１が電
流基準調整用の信号である。直流式方形波電流形インバ
ータを使用した場合の回路構成例は第３図の如くなる。

これは、ＰＷＭ正弦インバータ、サイクロコンバータ等
によつても構成し得る。調整抵抗器７０にて有効磁束基
準を与える。

調整抵抗器７１にて回転数基準を与える。７２は速度制
御用増幅器である。

この速度制御用増幅器７２への入力は調整抵抗器７１の
回転数基準と回転計発電機６５の信号より速度検出回路
７９で検出した速度信号との差分である。調整抵抗器７
０の信号φと速度制御用増幅器７２の出力Ｔは演算回路
７３に入力されるが、これは第１図の回路と同じ働きを
する演算回路であり、φ、Ｔの入力によりφ２，Ｓωｅ
を算出する。７４は第２図と同じ働きをする演算回路で
あり、演算回路７３の出力φ２，Ｓωｅと速度検出回路
７９の出力ωｒを入力し、Ｉｌ，ωｅを算出する。

電動機の入力電流をシャント８０の信号より電流検出回
路８１て検出し、第６図と同じ働きをする回路８２にて
、正弦波電流基準との差分１″１を検出する。

１１信号をｌ″１信号で調整した信号をコンバータの出
力電流基準として使用する。

この信号と、変粒器６１の信号より電流検出回路６６で
検出した電流信号との差分が、一次電流制御用増幅器６
８に入力される。一次電流制御用増幅器６８の出力はコ
ンバータ用位相制御回路６７に入力される。このコンバ
ータ用位相制御回路６７の出力は交流／直流コンバータ
６２の各構成素子の点弧パルス信−号である。演算回路
７４の出力信号ωｅと周波数検出回路７８の出力の周波
数信号との差分が、周波数制御用増幅器７５に入力され
る。

この周波数制御用増幅器７５の出力は電圧／周波数変換
器７６に入カーされる。電圧／周波数変換器７６は９０
０位相差の２相出力発振器である。電圧／周波数変換器
７６の出力は２相／３相変換器７７に入力される。２相
／３相変換器７７の出力はインバータ用位相制御回路６
９に入力される。

このインバータ用位相．制御回路６９の出力は直流／交
流インバータ６３の各構成素子の点弧パルス信号である
。交流／直流コンバータ６２には商用電源が入力され、
出力の直流電流は直流リアクトルＤＣＬを通じて直流／
交流インバータ６３に入力される。

．直流／交流インバータ６３の出力の交流電流は誘導電
動機６４に入力され、駆動トルクを発生する。誘導電動
機６４の駆動トルクによつて回転速度が生じ、周波数制
御用増幅器７５で検出されて帰還される。本例で示した
システム構成は、直流式方形波電流形インバータを用い
たものであるが、変換器としてはサイクロコンバータを
使用することも可能てあり、ＰＷＭ形変換器を使用する
ことも可能である。

方形波電流制御の場合は、有効分として基本波電流が働
くことになるが、正弦波出力の変換器を用いて、有効電
流の割合を高めることも可能である。

本例ではクローズドループとして、速度制御ループ、一
次電流制御ループ、電動機一次周波数制御ループを持つ
回路を示したが、必要に応じてクローズドループの数を
増減することは可能である。

本発明は上述のように、誘導電動機の有効磁束を制御す
るようにしたため、従来の２次鎖交磁束を制御する場合
に生じたトルクと有効電流との非比例性を回避すること
ができ、トルクと有効電流とを比例させ得て必要最小限
の電流を供給するのみで足りる。

これは一方で正しい定出力制御（界磁弱め制御）を可能
にし、他方で小容量設備で大容量システムの制御を可能
にするものである。また、誘導電動機の１次電流波形が
正弦波でないときは、正弦波との変位を算出しこの算出
結果によつて制御を行うようにしたため、トルク脈動の
発生を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例において、有効磁束信号φ、ト
ルク信号Ｔから２次鎖交磁束φ２、すベリ周波数Ｓωｅ
を求めるための回路を示す図、第２図は同じく、２次鎖
交磁束φ２、すベリ周波数ＳＯ）ｅ１電動機回転角周波
数ωｒから１次電流の大きさｉ１、電動機１次周波数ω
ｅを求める回路を示す図、第３図は本発明の一実施例を
示す図、第４図は誘導電動機の有効磁束、２次鎖交磁束
の位相関係により所定トルク設定値に対して２種類の２
次鎖交磁束の値をとり得ることを示した図、第５図は誘
導電動機の計算式中の各量の説明のための図、第６図は
本発明の実施例において、電流の非正弦波率を算出する
ための回路を示す図である。１・・・有効磁束基準用調整抵抗器、８・・・φ２選定
用バイアス、１８・・・トルク基準用調整抵抗、６２・
・・交流／直流コンバータ部、６３・・・直流／交流コ
ンバータ部、６６，８１・・・電流検出回路、６７，６
９・・・位相制御回路、７０・・・有効磁束設定用調整
抵抗器、７１・・・回転数設定用調整抵抗器、７７・・
２相／２相変換回路、７８・・・周波数検出回路、７９
・・・速度検出回路、８２・・・電流非正弦波率検出回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

１可変電圧、可変周波数の交流電力を誘導電動機に供
給する変換器と、前記誘導電動機の有効磁束基準および
回転速度基準をそれぞれ設定する設定手段と、前記誘導
電動機の二次電流、回転速度および回転角速度を検出す
る検出手段と、有効磁束ベクトルが一次電流ベクトルお
よび二次電流ベクトルのベクトル和と一次二次相互イン
ダクタンスの積であること、及び有効磁束ベクトルは二
次鎖交磁束方向の成分およびそれに直交する方向の成分
に分離できることから、一次電流および二次電流を二次
鎖交磁束方向の成分およびそれに直交する方向の成分に
分離演算し、設定された有効磁束基準と設定された回転
速度基準および検出された回転速度の差として与えられ
るトルク基準とから二次鎖交磁束を演算しかつこの二次
鎖交磁束および前記トルク基準によりすべり周波数を演
算する第１の演算回路と、演算された二次鎖交磁束およ
びすべり周波数から一次鎖交磁束を演算し、一次抵抗降
下と前記一次鎖交磁束の変化の割合に比例する成分およ
び前記一次鎖交磁束に比例する成分の和から一次電流を
演算しかつ演算した前記すべり周波数および検出した回
転角速度の和から一次周波数を演算する第２の演算回路
と、演算された一次周波数を周波数／電流変換して正弦
波電流基準を作る正弦波発振回路と、検出された前記誘
導電動機の一次電流および前記正弦波電流基準を比較し
、各相の差分の平均値を加えることによつて非正弦波率
を演算する第３の演算回路とを具備し、前記第２の演算
回路によつて演算された一次電流を前記の第３の演算回
路の非正弦波率で補正した信号により前記変換器の電流
の大きさを制御し、前記正弦波電流基準によつて前記変
換機の周波数を制御することを特徴とする誘導電動機の
回転制御装置。