JPS6046592B2 - 位相検波回路 - Google Patents
位相検波回路Info
- Publication number
- JPS6046592B2 JPS6046592B2 JP12604480A JP12604480A JPS6046592B2 JP S6046592 B2 JPS6046592 B2 JP S6046592B2 JP 12604480 A JP12604480 A JP 12604480A JP 12604480 A JP12604480 A JP 12604480A JP S6046592 B2 JPS6046592 B2 JP S6046592B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- phase detection
- base
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/12—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、テレビ受信機の水平ＡＦＣ
（ＡＵＴＯＭＡＴＩＣＦＲＥＱＩＪＥＮＣＹＣＯＮＴＲ
ＯＬ）回路の位相検波回路に関するものである。
ＯＬ）回路の位相検波回路に関するものである。
以下に従来技術を図面に基づいて説明する。
第１図はＡＦＣ回路のループブロック図である。電圧制
御形発振器（以下ＶＣＯと略す）３は、所定の時定数（
１／水平発振周波数）により自由発振し、その出力は整
形出力回路４によりパルス波形に整形、増幅される。出
力信号をは積分回路５により鋸歯状波になる。この鋸歯
状波の比較信号ｃと基準入力信号（水平同期信号）ａと
は位相検波回路１により位相比較され、位相検波回路１
は設−定した位相差に比例した信号を出力する。位相検
波回路１から出力された信号はローパス・フィルタ２に
より直流化される、ローパス・フィルタ２の出力電圧は
ＶＣＯ３の発振周波数を制御し、整形出力回路４の出力
信号をを基準入力信号ａと所定の位相関係になるように
制御する。このような構成のＡＦＣ回路における従来の
位相検波回路１の一例を第２図に示す。図において、ト
ランジスタ６、７は差動形のスイッチ回路を構成し、各
々のベースは抵抗１３、１４を介して同じ電圧でバイア
スされている。
御形発振器（以下ＶＣＯと略す）３は、所定の時定数（
１／水平発振周波数）により自由発振し、その出力は整
形出力回路４によりパルス波形に整形、増幅される。出
力信号をは積分回路５により鋸歯状波になる。この鋸歯
状波の比較信号ｃと基準入力信号（水平同期信号）ａと
は位相検波回路１により位相比較され、位相検波回路１
は設−定した位相差に比例した信号を出力する。位相検
波回路１から出力された信号はローパス・フィルタ２に
より直流化される、ローパス・フィルタ２の出力電圧は
ＶＣＯ３の発振周波数を制御し、整形出力回路４の出力
信号をを基準入力信号ａと所定の位相関係になるように
制御する。このような構成のＡＦＣ回路における従来の
位相検波回路１の一例を第２図に示す。図において、ト
ランジスタ６、７は差動形のスイッチ回路を構成し、各
々のベースは抵抗１３、１４を介して同じ電圧でバイア
スされている。
トランジスタ７のベースには比較信号入力端子Ｂが設け
られている。トランジスタ６、７のコレクタには各々ト
ランジスタ８、９および抵抗１５、１６により構成され
るカレントミラー負荷が接続され、シングルエンドのプ
ッシュプル出力端子Ｃがトランジスタ７のコレクタに設
けられている。トランジスタ１０および抵抗１７、１８
、１９は基準信号入力端子Ａに入力があつたときに、入
力信号の大きさによつて決まる定量流を引き込む定量流
回路を構成している。かかる構成において、基準信号入
力端子Ａに同期パルス信号が入力されると、トランジス
タ１０はＩＥＩＯ（（ＶＩＮＸ ）−ＶＢＥＩＯ）／Ｒ
１７Ｒ１８＋Ｒ１９ただし、ＩＥＩＯ：トランジスタ１
０のエミッタ電流Ｖ、Ｎ：同期パルス信号電圧 ＶＢＥＩＯ：トランジスタ１０のベース・エミッタ間電
圧で定まる電流１Ｅ１０を引き込む。
られている。トランジスタ６、７のコレクタには各々ト
ランジスタ８、９および抵抗１５、１６により構成され
るカレントミラー負荷が接続され、シングルエンドのプ
ッシュプル出力端子Ｃがトランジスタ７のコレクタに設
けられている。トランジスタ１０および抵抗１７、１８
、１９は基準信号入力端子Ａに入力があつたときに、入
力信号の大きさによつて決まる定量流を引き込む定量流
回路を構成している。かかる構成において、基準信号入
力端子Ａに同期パルス信号が入力されると、トランジス
タ１０はＩＥＩＯ（（ＶＩＮＸ ）−ＶＢＥＩＯ）／Ｒ
１７Ｒ１８＋Ｒ１９ただし、ＩＥＩＯ：トランジスタ１
０のエミッタ電流Ｖ、Ｎ：同期パルス信号電圧 ＶＢＥＩＯ：トランジスタ１０のベース・エミッタ間電
圧で定まる電流１Ｅ１０を引き込む。
このため、トランジスタ７のベースに比較信号入力端子
Ｂから入力される比較信号の極性に従つて、トランジス
タ７のコレクタ側出力端子ＣよりＩＥｌＯと同じ量の電
流が流出、流入する。ここでＮ℃回路のＤＣループゲイ
ンＦＯはただし、μ：検波感度（μＡ／μＳｅｃ）
β：発振周波数制御感度（Ｈｚ／μＡ）で表わされる
。
Ｂから入力される比較信号の極性に従つて、トランジス
タ７のコレクタ側出力端子ＣよりＩＥｌＯと同じ量の電
流が流出、流入する。ここでＮ℃回路のＤＣループゲイ
ンＦＯはただし、μ：検波感度（μＡ／μＳｅｃ）
β：発振周波数制御感度（Ｈｚ／μＡ）で表わされる
。
また、検波感度μは、ただし、ＴＤ：水平同期号の幅
ＴＨ：水平周期
で表わされ、検波感度ＰはＩＰｅａｋに比例する。
発振周波数検波感度βはＶＣＯ固有の特性で第３図にそ
の一例を示す。また、ＩｐｅａｋはＨｌＯと同じもので
あり、第２図の構成によるＩＥｌＯ特性の一例を第４図
に示す。さらに第４図に示したＩＥｌＯより求めた検波
感度μの特性の一例を第５図に示す。また、第５図には
第３図より求めた発振周一波数制御感度βと第５図に示
した検波感度μとを掛けることにより求まるＤＣループ
ゲインＦ。を同時に示した。第５図から判るように、従
来の層℃回路においては、電源電圧６Ｖ付近より低い電
圧では、ＤＣ．ループゲインＦＯゐ値が急激に低下する
ことが判る。
の一例を示す。また、ＩｐｅａｋはＨｌＯと同じもので
あり、第２図の構成によるＩＥｌＯ特性の一例を第４図
に示す。さらに第４図に示したＩＥｌＯより求めた検波
感度μの特性の一例を第５図に示す。また、第５図には
第３図より求めた発振周一波数制御感度βと第５図に示
した検波感度μとを掛けることにより求まるＤＣループ
ゲインＦ。を同時に示した。第５図から判るように、従
来の層℃回路においては、電源電圧６Ｖ付近より低い電
圧では、ＤＣ．ループゲインＦＯゐ値が急激に低下する
ことが判る。
例えば、電源電圧■。。が５Ｖの時のＤＣループゲイン
Ｆ。と、電源電圧■Ｃｃが３Ｖの時のＦＯとを比較する
と、後者は前者の約１／２．５に低下する。このように
、従来の位相検波回路を低電圧で動作一させると、Ｍ℃
回路のＤＣループゲインＦｃは低下するという欠点があ
つた。本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなく
し、特に低電圧でＡＦＣ回路を動作させたときに、Ｎ℃
回路のＤＣループゲインＦＯの低電圧によ−る低下が少
なくなるようにした位相検波回路を提供するにある。
Ｆ。と、電源電圧■Ｃｃが３Ｖの時のＦＯとを比較する
と、後者は前者の約１／２．５に低下する。このように
、従来の位相検波回路を低電圧で動作一させると、Ｍ℃
回路のＤＣループゲインＦｃは低下するという欠点があ
つた。本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなく
し、特に低電圧でＡＦＣ回路を動作させたときに、Ｎ℃
回路のＤＣループゲインＦＯの低電圧によ−る低下が少
なくなるようにした位相検波回路を提供するにある。
上記目的を達成するため、本発明は、減電圧によつて双
曲線関数的に増加するβに対し、定電流回路の電流が対
数関数的に減少する回路を設け、特に低電圧時にβおよ
びμの特性が打ち消し合つて電源電圧の変化に対するＦ
。
曲線関数的に増加するβに対し、定電流回路の電流が対
数関数的に減少する回路を設け、特に低電圧時にβおよ
びμの特性が打ち消し合つて電源電圧の変化に対するＦ
。
の変化が少なくなるようにした点に特徴がある。以下に
本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第６図に本発明の一実施例を示す。第２図に示した従来
技術による回路例と異なる部分は、破線で囲んだ部分で
示す定電流回路２６だけである。この回路のトランジス
タ１０のエミッタ電流１Ｅ１０は）ただし、ＶＢＥ２３
：トランジスタ２３のベース・ エミッタ
間電圧 ＩＥ２３：トランジスタ２３のエミッタ
電流 Ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 を解いて求められる。
技術による回路例と異なる部分は、破線で囲んだ部分で
示す定電流回路２６だけである。この回路のトランジス
タ１０のエミッタ電流１Ｅ１０は）ただし、ＶＢＥ２３
：トランジスタ２３のベース・ エミッタ
間電圧 ＩＥ２３：トランジスタ２３のエミッタ
電流 Ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 を解いて求められる。
このようにした求めた位相検波回路の定電流回路２６の
Ｈｌ。の特性の一例を第７図に示す。なお、前記の（１
）式は次の式から求められたものである。
Ｈｌ。の特性の一例を第７図に示す。なお、前記の（１
）式は次の式から求められたものである。
ただし、■Ｂ２３：トランジスタ２３のベース電
圧 Ｒｌ７：抵抗１７の抵抗値 ＶＢＥｌＯ：トランジスタ１０のベース・
エミッタ間電圧 し，。
圧 Ｒｌ７：抵抗１７の抵抗値 ＶＢＥｌＯ：トランジスタ１０のベース・
エミッタ間電圧 し，。
，ＩＣ２３：それぞれトランジスタ １０，
２３のコレクタ電流 し：コレクタ接合逆方向飽和
電流 したがつて第７図のＨｌＯの値より検波感度μを求める
と第８図に示すようになる。
２３のコレクタ電流 し：コレクタ接合逆方向飽和
電流 したがつて第７図のＨｌＯの値より検波感度μを求める
と第８図に示すようになる。
この検波感度μと第３図に示した発振周波数制御感度β
との積によりＤＣループゲインＦｃを求め、このＦｃを
図示すると第８図のようになる。第８図から明らかなよ
うに、ＤＣループゲインＦ。の低電圧特性は、低電圧時
特に電源電圧■。。が６Ｖ−？の間ではほとんど平担で
電源電圧Ｖ。ｃの変化に対するＦＯの変化はほとんど無
い。以上のように、本発明によれば、位相検波回路にお
ける定電流回路の定電流量が減電圧により第７図に示さ
れているように対数関数的に変化する構成にされている
ので、特に低電圧動作域でＤＣループゲインＦ。
との積によりＤＣループゲインＦｃを求め、このＦｃを
図示すると第８図のようになる。第８図から明らかなよ
うに、ＤＣループゲインＦ。の低電圧特性は、低電圧時
特に電源電圧■。。が６Ｖ−？の間ではほとんど平担で
電源電圧Ｖ。ｃの変化に対するＦＯの変化はほとんど無
い。以上のように、本発明によれば、位相検波回路にお
ける定電流回路の定電流量が減電圧により第７図に示さ
れているように対数関数的に変化する構成にされている
ので、特に低電圧動作域でＤＣループゲインＦ。
の変化の少ないＡＦＣ回路を構成することができる。
第１図は、テレビ受信機の水平層℃回路のループ・ブロ
ック図、第２図は、従来技術における位相検波回路の回
路図、第３図は、ＶＣＯの発振周波数制御感度βの減電
圧特性図、第４図は、第２図におけるトランジスタ１０
のエミッタ電流の減電圧特性図、第５図は、検波感度Ｐ
の減電圧特性図、および従来回路におけるＤＣループゲ
インＦＯの減電圧特性図、第６図は、本発明の一実施例
である位相検波回路の回路図、第７図は、第６図に示し
た本発明による位相検波回路のトランジスタ１０のエミ
ッタ電流の減電圧特性図、第８図は、本発明による検波
感度μの減電圧特性図、お・よび本発明による水平ＡＦ
Ｃ回路のＤＯループゲインＦ。
ック図、第２図は、従来技術における位相検波回路の回
路図、第３図は、ＶＣＯの発振周波数制御感度βの減電
圧特性図、第４図は、第２図におけるトランジスタ１０
のエミッタ電流の減電圧特性図、第５図は、検波感度Ｐ
の減電圧特性図、および従来回路におけるＤＣループゲ
インＦＯの減電圧特性図、第６図は、本発明の一実施例
である位相検波回路の回路図、第７図は、第６図に示し
た本発明による位相検波回路のトランジスタ１０のエミ
ッタ電流の減電圧特性図、第８図は、本発明による検波
感度μの減電圧特性図、お・よび本発明による水平ＡＦ
Ｃ回路のＤＯループゲインＦ。
Claims (1)
- １ スイッチ回路を構成する差動対トランジスタの共通
エミッタにコレクタが接続されると共に、エミッタが電
流調整用の抵抗に接続された第１のトランジスタ、該第
１のトランジスタのベースにベースが接続され、ベース
をコレクタが短絡された定電流バイアス回路の第２のト
ランジスタ、および該第２のトランジスタのベース・コ
レクタ接続点から抵抗を介して接続された基準信号源を
具備し、前記第１のトランジスタのエミッタ電流が電源
電圧の変化に対して対数関数的に変化するようにしたこ
とを特徴とする位相検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12604480A JPS6046592B2 (ja) | 1980-09-12 | 1980-09-12 | 位相検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12604480A JPS6046592B2 (ja) | 1980-09-12 | 1980-09-12 | 位相検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5752270A JPS5752270A (en) | 1982-03-27 |
| JPS6046592B2 true JPS6046592B2 (ja) | 1985-10-16 |
Family
ID=14925261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12604480A Expired JPS6046592B2 (ja) | 1980-09-12 | 1980-09-12 | 位相検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6046592B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63292372A (ja) * | 1987-05-26 | 1988-11-29 | Nec Corp | 図形表示システム |
-
1980
- 1980-09-12 JP JP12604480A patent/JPS6046592B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63292372A (ja) * | 1987-05-26 | 1988-11-29 | Nec Corp | 図形表示システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5752270A (en) | 1982-03-27 |
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