JPS6148290B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 フイルタを含む回路をIC化する場合には、い
かにしてそのフイルタをIC内部に取り入れ、外
付け部品を少くするかが重要な課題となる。そし
て、IC化が比較的容易なフイルタとしてアクテ
イブフイルタがあるが、これをIC化するには、
いくつかの問題点がある。すなわち、 （） 抵抗値の精度があまりとれないので、フ
イルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう （） 抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオ
フ周波数の温度特性が悪くなつてしまう （） 抵抗値及び容量をあまり大きくできない
ので、カツトオフ周波数の低いものが作りにく
い などである。

この発明は、これらの問題点を解決し、IC化
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。

以下その一例について説明しよう。

第１図において、入力端子T₁がコンデンサＣ
を通じてトランジスタQ₁のベースに接続され、
そのコレクタが電源端子T₃に接続され、そのエ
ミツタが定電流源A₁に接続されると共に、出力
端子T₂に接続される。

また、トランジスタQ₂、Q₃のエミツタが可変
定電流源A₂に接続され、トランジスタQ₂のベー
スがトランジスタQ₁のエミツタに接続され、ト
ランジスタQ₂のコレクタがトランジスタQ₁のベ
ースに接続されると共に、定電流源A₃に接続さ
れ、トランジスタQ₃のベースがバイアス電源Ｖ_B
Ｂに接続され、そのコレクタが端子T₃に接続され
る。

このような構成において、端子T₁の入力電圧
をVin、端子T₂の出力電圧をVoutとすれば、トラ
ンジスタQ₁のベースの信号電圧が、トランジス
タQ₁によつて出力電圧Voutとして取り出される
のであるから、トランジスタQ₁のベースの信号
電圧はVoutである。従つて、信号の角周波数を
ωとすれば、コンデンサＣを流れる信号電流ｉ_s
は、 ｉ_s＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ／１／ｊωＣ …(i) となる。

また、トランジスタQ₁のエミツタに得られる
電圧VoutがトランジスタQ₂のベースに供給され
てトランジスタQ₂、Q₃に信号電流ｉ_sが流れるの
で、トランジスタQ₂、Q₃のエミツタ抵抗をｒ_eと
すれば、 Ｖｏｕｔ／ｒ_ｅ＋ｒ_ｅ＝ｉ_s …(ii) が成立する。

従つて、(i)、(ii)式からこの回路の伝達関数Ｈ
（ω）を求めると、 Ｈ（ω）＝Vout／Vin ＝ｊω２Ｃｒ_ｅ／１＋ｊω２Ｃｒ_ｅ …(iii) となり、これは、カツトオフ周波数ω_cが、 ω_c＝１／2Cr_e …(iv) のハイパスフイルタであることを示している。

そして、この場合、定電流源A₂の吸い込み電
流を2Iとすれば、トランジスタQ₂、Q₃のエミツ
タ電流はＩとなり、このエミツタ電流Ｉとエミツ
タ抵抗ｒ_eとの間には、 ｒ_e＝ｋＴ／ｑＩ …(v) ｋ：ポルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 の関係があるので、この(v)式を(iii)、(iv)式に代入し
て次式が得られる。

ω_c＝ｑ／２ｋＴ Ｉ／Ｃ …(vii) 従つて、第１図の回路はハイパスフイルタとし
て動作すると共に、定電流源A₂の電流2Iの大き
さを変えることによりカツトオフ周波数ω_cを変
更できる。

そして、この場合、(vii)式の電流Ｉは、例えば後
述する方法により正確に設定できるので、カツト
オフ周波数ω_cのばらつきがなく、また、温度特
性が悪くなることがない。さらに、容量Ｃが小さ
くても、電流Ｉを小さくすることによりカツトオ
フ周波数ω_cを低くでき、従つて、カツトオフ周
波数ω_cの低いものまで、コンデンサＣをICに内
蔵させることができ、IC化の効果が大きい。

また、カツトオフ周波数ω_cが電流Ｉによつて
決まるので、この電流Ｉを変更することにより、
カツトオフ周波数ω_cを広範囲にわたつて高速に
変更できる。さらに、トランジスタQ₁によつて
出力インピーダンスが低いので、他の回路との多
段接続が非常に容易である。

また、信号電流ｉ_sによつてもトランジスタ
Q₂、Q₃のエミツタ抵抗ｒ_eが多少変化するが、ト
ランジスタQ₂のエミツタ抵抗ｒ_eと、トランジス
タQ₃のエミツタ抵抗ｒ_eとは、互いに逆方向に変
化するので、この抵抗変化は相殺され、従つて、
見かけ上、信号電流ｉ_sによる抵抗ｒ_eの変化がな
くなるので、歪率が良く、ダイナミツクレンジが
広くなる。

第２図の例においては、定電流源A₂としてエ
ミツタ接地のトランジスタQ₄が設けられ、トラ
ンジスタQ₂、Q₃のエミツタがトランジスタQ₄の
コレクタに接続され、トランジスタQ₄のベース
に抵抗器R₁、R₂を通じて端子T₄の電圧源Ｅから
制御電圧が供給される。

また、トランジスタQ₃のコレクタにトランジ
スタQ₅が接続されると共に、定電流源A₃として
トランジスタQ₆が接続され、これらトランジス
タQ₅、Q₆によりカレントミラー回路が構成され
る。

従つて、このフイルタ回路では、カレントミラ
ー回路によつてコンデンサＣに流れる信号電流ｉ
_sが２倍になるので、このフイルタ回路のカツト
オフ周波数ω_cは、 ω_c＝ｑ／ｋＴ Ｉ／Ｃ となる。そして、電圧源Ｅの電圧を変更すること
によりトランジスタQ₄のコレクタ電流が変化す
るので、これによりカツトオフ周波数ω_cが変更
あるいは調整できる。

さらに、(vi)、(vii)式では、温度Ｔが例えば上昇す
ると、カツトオフ周波数ω_cは低くなるはずであ
るが、そのとき、温度上昇によりトランジスタ
Q₄のコレクタ電流が増加して電流Ｉが増加する
ので、この電流Ｉの増加により温度上昇によるカ
ツトオフ周波数ω_cの下降が相殺される。従つ
て、カツトオフ周波数ω_cの温度特性を良好にで
きる。

第３図の例においては、トランジスタQ₂、Q₃
のエミツタと、定電流源A₂との間にそれぞれｎ
コのダイオードD₁₁〜Ｄ_1o、D₂₁〜Ｄ_2oが直列接続
された場合である。

従つて、このフイルタ回路では、信号電流ｉ_s
の電流路に、２（ｎ＋１）コの抵抗ｒ_eが存在す
ることになるので、カツトオフ周波数ω_cは、 ω_c＝ｑ／ｋＴ Ｉ／（ｎ＋１）Ｃ となる。従つて、第２図のものに比べ、カツトオ
フ周波数ω_cを（ｎ＋１）倍に低くできる。ある
いは、同じカツトオフ周波数ω_cのときには、電
流Ｉが（ｎ＋１）倍になるので、信号電流ｉ_sに
対する電流Ｉの大きさが大きくなり、従つて、ダ
イナミツクレンジが大きくなる。

また、第４図の例においては、ダイオードD₁₁
〜Ｄ_2oの代わりに抵抗器R₃、R₄が接続された場合
で、第３図の例と同様の効果を得ることができ
る。

第５図の例においては、定電流源A₁として抵
抗器R₅、R₆の直列回路が接続され、その接続中
点にトランジスタQ₂のベースが接続された場合
である。

従つて、第１図〜第４図の例においては、トラ
ンジスタQ₁のエミツタの出力電圧Voutが、トラ
ンジスタQ₁のベースに100％負帰還されているの
に対し、第５図の例では、 Ｋ＝Ｒ_６／Ｒ_５＋Ｒ_６ しか負帰還されないので、伝達関数Ｈ（ω）及び
カツトオフ周波数ω_cは、 となり、カツトオフ周波数ω_cをＫ倍（Ｋ≦１）
に低くでき、あるいは、同じカツトオフ周波数ω
_cならば、ダイナミツクレンジを広くできる。

さらに、第６図の回路は、上述のフイルタ回路
を使用してローパスフイルタ及びバンドパスフイ
ルタも構成した場合である。すなわち、H₁、H₂
は上述したハイパスフイルタ回路、H₃はアン
プ、H₄は減算回路で、端子T₇の出力信号は、入
力信号がハイパスフイルタ回路H₁、H₂を通過し
た信号であるから、ハイパス特性であり、そのハ
イパス出力と入力信号とが減算回路H₄で減算さ
れるので、端子T₅の出力信号はローパス特性と
なる。そして、そのローパス出力がハイパスフイ
ルタ回路H₁を通じて端子T₆に取り出されるの
で、この出力信号はバンドパス特性となる。

また、第７図の例は移相回路に適用した場合
で、定電流源A₁として抵抗器R₆が接続され、入
力端子T₁と抵抗器R₆との間に抵抗器R₇（＝R₆）が
接続されると共に、トランジスタQ₁のコレクタ
が出力端子T₂に接続されて出力電流Ioutが取り出
される。

従つて、フイルタ回路を通じて取り出される電
流と、抵抗器R₇を通じて取り出される電流とが
電流合成されて出力電流Ioutとなるので、これは
電流2Iによつて位相が変化する。

第８図はこの移相回路を発振回路に接続して水
晶発振式のVCO、いわゆるVXOを構成した場合
である。すなわち、トランジスタQ₁のコレクタ
に抵抗器R₈（＝R₆）が接続されて電圧の形で移相
出力が取り出され、これがトランジスタQ₈のベ
ースに供給されると共に、トランジスタQ₁のエ
ミツタ出力がトランジスタQ₇のベースに供給さ
れる。そして、トランジスタQ₇、Q₈は、定電流
源A₄と共に差動アンプを構成しているもので、
トランジスタQ₈のコレクタ出力が、トランジス
タQ₉を通じて出力端子T₂に取り出されると共
に、水晶発振子Ｘを通じてコンデンサＣ及び抵抗
器R₇に帰還される。

従つて、端子T₄の電圧によつて移相回路の移
相量が変化するので、端子T₂に可変周波数出力
を得ることができる。

さらに、第９図の例においては、トランジスタ
Q₃のベースに入力端子T₈を通じて別の入力信号
を供給した場合である。

従つて、この場合には、端子T₁、T₈の信号電
圧をV₁、V₂とすれば、端子T₁コンデンサＣ
トランジスタQ₂、Q₃のエミツタ抵抗端子T₈の
信号路において、 が成立するので、入力電圧V₁に対してはハイパ
ス特性となり、入力電圧V₂に対してはローパス
特性となると共に、両特性のカツトオフ周波数ω
_cが等しく、かつ、電流2Iにより制御できること
になる。例えば、V₁＝−V₂とすれば、 となるので、移相回路となり、その移相量を電流
2Iで制御できることになる。

第１０図は、そのような移相回路を２組使用し
てカラーテレビ受像機のヒユーコントロール回路
を構成した場合である。すなわち、トランジスタ
Q₁₀が抵抗器R₉、R₁₀によりＣ―Ｅ分割とされ、
そのコレクタにコンデンサC₁が接続され、その
エミツタにトランジスタQ₃のベースが接続され
ると共に、トランジスタQ₁〜Q₉及び水晶振動子
Ｘが上述と同様に接続され、振動子Ｘからの信号
がトランジスタQ₁₀のベースに帰還され、従つ
て、VXOが構成される。そして、APC回路A₁₀か
らAPC電圧がトランジスタQ₄のベースに供給さ
れる。

また、トランジスタQ₁₁〜Q₁₆及びコンデンサ
C₂が、トランジスタQ₁〜Q₁₆及びコンデンサC₁と
同様に接続されて移相回路が構成されると共に、
トランジスタQ₁₁のエミツタ出力が、色復調回路
A₁₁に色復調用の基準信号（色副搬送波）として
供給され、ヒユーコントロール用の可変抵抗器
R₁₁からトランジスタQ₁₄のベースに制御電圧が供
給される。

従つて、APC電圧によつてVXOの発振信号の
位相は、バースト信号にロツクされると共に、そ
の発振信号の位相が、トランジスタQ₁₁〜Q₁₆に
よつて変更されて色復調回路A₁₁に供給される。

なお、上述において、コンデンサＣを例えば誘
導性リアクタンスとすれば、ローパス特性を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１０図はこの発明の一例の接続図で
ある。 T₁は入力端子、T₂は出力端子である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１のトランジスタQ₁のベースと第２のト
   ランジスタQ₂のコレクタとが接続され、上記第
   １のトランジスタQ₁のエミツタと上記第２のト
   ランジスタQ₂のベースとが抵抗器（抵抗値がゼ
   ロの場合を含む）を通じて接続されて帰還路が形
   成され、この帰還路を通じて上記第１のトランジ
   スタQ₁のエミツタ出力の所定量が上記第２のト
   ランジスタQ₂のベースに帰還され、この第２の
   トランジスタQ₂のベースが電流源A₁を通じて基
   準電位点に接続され、上記第２のトランジスタ
   Q₂のエミツタと第３のトランジスタQ₃のエミツ
   タとが互いに接続されると共に、その接続点が共
   通の定電流源A₂に接続され、上記第１のトラン
   ジスタQ₁のベースにリアクタンスを通じて入力
   信号が供給され、上記第１のトランジスタQ₁の
   エミツタから出力信号が取り出され、上記定電流
   源A₂の電流量によつて上記出力信号のカツトオ
   フ周波数が可変されると共に、上記帰還路の上記
   抵抗器によつて上記所定量が可変されて上記出力
   信号のカツトオフ周波数が可変されるようにした
   フイルタ回路。