JPS6046852B2 - 負帰還増幅回路 - Google Patents
負帰還増幅回路Info
- Publication number
- JPS6046852B2 JPS6046852B2 JP8506377A JP8506377A JPS6046852B2 JP S6046852 B2 JPS6046852 B2 JP S6046852B2 JP 8506377 A JP8506377 A JP 8506377A JP 8506377 A JP8506377 A JP 8506377A JP S6046852 B2 JPS6046852 B2 JP S6046852B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- negative feedback
- frequency
- characteristic
- phase compensation
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、例えばイコライザアンプの如き負帰還増
幅回路の位相補償技術に関する。
幅回路の位相補償技術に関する。
一方、イコライザアンプ中で使用される増幅器は最近
、非常に高い開ループゲインが得られるように各増幅段
の負荷抵抗を大きくしたり、あるいは能動負荷を使用し
ているため、ゲインの周波数依存性が大きいだけでなく
、位相回転も大きい。
、非常に高い開ループゲインが得られるように各増幅段
の負荷抵抗を大きくしたり、あるいは能動負荷を使用し
ているため、ゲインの周波数依存性が大きいだけでなく
、位相回転も大きい。
従つて、このまま増幅器に低い閉ループゲインが得られ
るような負帰還をかけると発振が生じるたため、なんら
かの位相補償を行う必要がある。 ところで、演算増幅
器（オペアンプ）の分野においては、単一ポール位相補
償回路を用いることにより、位相補償後開ループゲイン
特性が特定周波数より高い周波数領域で−６ｄＢ／オク
ターブの単調減衰特性をもたせるようにして、演算増幅
器を安定化している。 ところで、イコライザアンプの
如く増幅器に負帰還をほどこすことによつて所定周波数
より低い周波数の入力信号を１、Ｏ（０ｄＢ）より高い
利得で電圧増幅を行いこの所定周波数より高い周波数の
入力信号に対しては約１、Ｏ（０ｄＢ）の利得となるよ
うな負帰還増幅回路に対して上述の単一ポール位相補償
回路を利用した場合は、この所定周波数より低い周波数
の入力信号に対しての負帰還回路による負帰還量が著し
く低下するため、歪率が著しく悪化するという問題が本
発明者の検討により明らかとされた。
るような負帰還をかけると発振が生じるたため、なんら
かの位相補償を行う必要がある。 ところで、演算増幅
器（オペアンプ）の分野においては、単一ポール位相補
償回路を用いることにより、位相補償後開ループゲイン
特性が特定周波数より高い周波数領域で−６ｄＢ／オク
ターブの単調減衰特性をもたせるようにして、演算増幅
器を安定化している。 ところで、イコライザアンプの
如く増幅器に負帰還をほどこすことによつて所定周波数
より低い周波数の入力信号を１、Ｏ（０ｄＢ）より高い
利得で電圧増幅を行いこの所定周波数より高い周波数の
入力信号に対しては約１、Ｏ（０ｄＢ）の利得となるよ
うな負帰還増幅回路に対して上述の単一ポール位相補償
回路を利用した場合は、この所定周波数より低い周波数
の入力信号に対しての負帰還回路による負帰還量が著し
く低下するため、歪率が著しく悪化するという問題が本
発明者の検討により明らかとされた。
従つて、本発明の目的とするところは、歪率の改善さ
れた負帰還増幅回路を提供することにある。
れた負帰還増幅回路を提供することにある。
次に、本願において開示される発明のうち代表的な負
帰還増幅回路の概要を簡単に説明すれば、下記の通りで
ある。
帰還増幅回路の概要を簡単に説明すれば、下記の通りで
ある。
すなわち、かかる負帰還増幅回路は、増幅器１、２、
３と、この増幅器１、２、３の出力端子ＯＵＴと反転入
力端子との間に接続された負帰還回路４と、位相補償回
路５とを具備する。
３と、この増幅器１、２、３の出力端子ＯＵＴと反転入
力端子との間に接続された負帰還回路４と、位相補償回
路５とを具備する。
増幅器１、２、３は、少なくとも第１ポールＰ、と第２
ポールＰ２とを有する位相補償前開ループゲイン特性Ｇ
ＯＬを具備する。この増幅器１，２，３に位相補償回路
５を設けることにより、位相補償後開ループゲイン特性
Ｇ。Ｌ″は特定周波数Ｆ。より高い周波数領域てはほぼ
−６ｄＢ／オクターブのゲイン減衰特性を有し、この特
定周波数Ｆ。より低い周波数領域ではほぼ−１２Ｃ１Ｂ
／オクターブのゲイン減衰特性を有する。このようにし
て位相補償が行なわれた増幅器１，２，３の出力端子０
ＵＴと反転入力端子との間に負帰還回路４が接続するこ
とにより、出力端子１，２，３は所定の閉ループゲイン
特性Ｇ。
ポールＰ２とを有する位相補償前開ループゲイン特性Ｇ
ＯＬを具備する。この増幅器１，２，３に位相補償回路
５を設けることにより、位相補償後開ループゲイン特性
Ｇ。Ｌ″は特定周波数Ｆ。より高い周波数領域てはほぼ
−６ｄＢ／オクターブのゲイン減衰特性を有し、この特
定周波数Ｆ。より低い周波数領域ではほぼ−１２Ｃ１Ｂ
／オクターブのゲイン減衰特性を有する。このようにし
て位相補償が行なわれた増幅器１，２，３の出力端子０
ＵＴと反転入力端子との間に負帰還回路４が接続するこ
とにより、出力端子１，２，３は所定の閉ループゲイン
特性Ｇ。
Ｌを有するようになる。本発明の好適な実施形態によれ
ば、上記所定周波数Ｆ４と上記特性周波数Ｆ。
ば、上記所定周波数Ｆ４と上記特性周波数Ｆ。
とは近似した周波数である。本発明の他の好適な実態形
態によれば、上記所定周波数Ｆ４と上記特性周波数Ｆ。
態によれば、上記所定周波数Ｆ４と上記特性周波数Ｆ。
とは近似した周波数である。本発明の他の好適な実施形
態によれば、上記所定の閉ループケイン特性ＧＯＬはＲ
ＩＡＡ特性である。以下、実施例により、この発明を具
体的に説明する。
態によれば、上記所定の閉ループケイン特性ＧＯＬはＲ
ＩＡＡ特性である。以下、実施例により、この発明を具
体的に説明する。
第１図は、この発明の一実施例に示すイコライザアンプ
の回路図である。
の回路図である。
増幅器１，２，３は、入力端子１Ｎに印加された入力電
圧レベルをを電流信号に変換する初段アンプ１と、この
電流信号を入力とする駆動増幅アンプ２と、この駆動ア
ンプ２の増幅出力により駆動される出力アンプ３により
構成されている。初段アンプ１は、差動回路により構成
され、差動対増幅トランジスタＱｌ，Ｑ２の入力レベル
差に応じた出力電流をトランジスタＱ４のコレクタより
得るものである。
圧レベルをを電流信号に変換する初段アンプ１と、この
電流信号を入力とする駆動増幅アンプ２と、この駆動ア
ンプ２の増幅出力により駆動される出力アンプ３により
構成されている。初段アンプ１は、差動回路により構成
され、差動対増幅トランジスタＱｌ，Ｑ２の入力レベル
差に応じた出力電流をトランジスタＱ４のコレクタより
得るものである。
尚、トランジスタＱ１のベースは増幅器１，２，３全体
の非反転入力端子１Ｎとして働き、トランジスタＱ２の
ベースは出力端子１，２，３全体の反転入力端子として
働く。駆動増幅アンプ２は、ダーリントン接続した増幅
トランジスタＱ５，Ｑ６と、そのコレクタに設けられた
定電流回路を負荷とするものてある。尚、トランジスタ
Ｑ５のベースはこの駆動増幅アンプ２の入力端子として
働く。出力アンプ３は、ＮｐｎトランジスタＱ７とＰｎ
ｐトランジスタＱ６とにより構成されたコンプリメンタ
リツプシユプル回路である。
の非反転入力端子１Ｎとして働き、トランジスタＱ２の
ベースは出力端子１，２，３全体の反転入力端子として
働く。駆動増幅アンプ２は、ダーリントン接続した増幅
トランジスタＱ５，Ｑ６と、そのコレクタに設けられた
定電流回路を負荷とするものてある。尚、トランジスタ
Ｑ５のベースはこの駆動増幅アンプ２の入力端子として
働く。出力アンプ３は、ＮｐｎトランジスタＱ７とＰｎ
ｐトランジスタＱ６とにより構成されたコンプリメンタ
リツプシユプル回路である。
尚、抵抗Ｒ６，Ｒ７の共通接続点は、増幅器１，２，３
全体の出力端子０ＵＴとして働く。
全体の出力端子０ＵＴとして働く。
位相補償回路５がいまだ接続されていないとともに増幅
器１，２，３の出力端子０ＵＴと反転入力端子との間に
いかなる回路素子も接続されていない場合の入力端子１
Ｎから出力端子０ＵＴまての電圧利得Ｇｕは位相補償前
開ループゲインＧ。
器１，２，３の出力端子０ＵＴと反転入力端子との間に
いかなる回路素子も接続されていない場合の入力端子１
Ｎから出力端子０ＵＴまての電圧利得Ｇｕは位相補償前
開ループゲインＧ。
Ｌと定義され、第２図に示す如く少なくとも第１ボール
Ｐ１と第２ボールＰ２とを有する特性Ｇ。Ｌとなつてい
る。この第１ボールＰ１に対する周波数Ｆ，ｌより低い
周波数領域では平担なゲインを有する。この第１ボール
Ｐ１に対応する周波数Ｆ，ｌとこの第２ボールＰ２に対
応する周波数ＦＰ２との間の周波数領域では、ゲインは
−６ｄＢ／オクターブで減衰するが、位相回転は−１８
０／には達しない。しかしながら、この第２ボールＰ２
に対応する周波数Ｆｐ．より高い周波数領域では、ゲイ
ンは−１２ｄＢ／オクターブて減衰するとともに、位相
回転は−１８０クを越えてしまう。
Ｐ１と第２ボールＰ２とを有する特性Ｇ。Ｌとなつてい
る。この第１ボールＰ１に対する周波数Ｆ，ｌより低い
周波数領域では平担なゲインを有する。この第１ボール
Ｐ１に対応する周波数Ｆ，ｌとこの第２ボールＰ２に対
応する周波数ＦＰ２との間の周波数領域では、ゲインは
−６ｄＢ／オクターブで減衰するが、位相回転は−１８
０／には達しない。しかしながら、この第２ボールＰ２
に対応する周波数Ｆｐ．より高い周波数領域では、ゲイ
ンは−１２ｄＢ／オクターブて減衰するとともに、位相
回転は−１８０クを越えてしまう。
従つて、このような高周波数領域において増幅器１，２
，３は不安定となり、出力端子０ＵＴから反転入力端子
へ１００％交流帰還が生じた場合は、増幅器１，２，３
は不所望な発振を生じてしまう。一方、増幅器１，２，
３の出力端子０ＵＴと反転入力端子との間に所定の周波
数特性を有する負帰還回路４を接続した場合の入力端子
１Ｎから出力端子０ＵＴまでの電圧利得Ｇｕは閉ループ
ゲインＧＣＬと定義され、この閉ループゲインＧ。
，３は不安定となり、出力端子０ＵＴから反転入力端子
へ１００％交流帰還が生じた場合は、増幅器１，２，３
は不所望な発振を生じてしまう。一方、増幅器１，２，
３の出力端子０ＵＴと反転入力端子との間に所定の周波
数特性を有する負帰還回路４を接続した場合の入力端子
１Ｎから出力端子０ＵＴまでの電圧利得Ｇｕは閉ループ
ゲインＧＣＬと定義され、この閉ループゲインＧ。
Ｌも所定の周波数特性を有することになる。第１図の実
施例においては、負帰還回路４はＲＩ．ＡＡ（米国レコ
ード工業会）負帰還回路を構成する如く、抵拍只，〜Ｒ
３とコンデンサＣ１〜Ｃ３によつて構成する。
施例においては、負帰還回路４はＲＩ．ＡＡ（米国レコ
ード工業会）負帰還回路を構成する如く、抵拍只，〜Ｒ
３とコンデンサＣ１〜Ｃ３によつて構成する。
この負帰還回路４中の下記の如き抵抗とコンデンサとの
組合せは、、ＲＩＡＡイコライザ特性を満す閉ループゲ
インＧＣＬの約５０Ｈｚの第１周波数ｆ１（約３１８０
μＳの第１時定数γ１）、約５００Ｈｚの第２周波数Ｆ
２（約３１８μＳの第２時定数τ２）、約２１３０Ｈｚ
の第３周波数Ｆ３（約７５μＳの第３時定数γ３）を設
定している。従つて、第２図に示すようにＲＩＡＡ再生
イコライサアンプは約１００〜５００ＫＨｚの所定周波
数Ｆ４より低い周波数弐入力信号を１．０（０ｄＢ）よ
り高い値の閉ループゲインＧＣＬで増幅する。
組合せは、、ＲＩＡＡイコライザ特性を満す閉ループゲ
インＧＣＬの約５０Ｈｚの第１周波数ｆ１（約３１８０
μＳの第１時定数γ１）、約５００Ｈｚの第２周波数Ｆ
２（約３１８μＳの第２時定数τ２）、約２１３０Ｈｚ
の第３周波数Ｆ３（約７５μＳの第３時定数γ３）を設
定している。従つて、第２図に示すようにＲＩＡＡ再生
イコライサアンプは約１００〜５００ＫＨｚの所定周波
数Ｆ４より低い周波数弐入力信号を１．０（０ｄＢ）よ
り高い値の閉ループゲインＧＣＬで増幅する。
しかし、この所定周波数Ｆ４より高い入力信号に対して
は、ＲＩＡＡ負帰還回路４のコンデンサＣ２，Ｃｌを介
して出力端子０ＵＴから反転入力端子へ１００％交流負
帰還が生じるため、増幅器１，２，３と負帰還回路４と
は高周波数電圧利得Ｇｕが１．０（０ｃ１Ｂ）の高周波
数ボルテージフォロワとして動作する。しかしながら、
前述のように第２ボールＰ２に対応する周波数Ｆ，２よ
り高い周波数領域では位相回転が一１８００を越えてし
まうため、増幅器１，２，３と負帰還回路４とが高周波
電圧利得１．０（０ｃ１Ｂ）の高周波ボルテージフォロ
ワとして動作する周波数で不所望な発振を生じる。この
ような不所望な発振を防止するためには、増幅器１，２
，３と負帰還回路４とが上述のように高周波電圧利得１
．０（０ｃ１Ｂ）の高周波ボルテージフォロワとして動
作する高周波領域において位相補償後開ループゲインＧ
。Ｌ″が−６ｃ１Ｂ／オクターブで減衰するようにし、
位相回転が−１８００に達しないようにすれば良い。増
幅器１，２，３の出力端子０ＵＴと駆動増幅アンプ２の
入力端子（トランジスタＱ５のベース）との間に接続さ
れた位相補償回路５は、増幅器１，２，３と負帰還回路
４とが上述のように高周波電圧利得１．０（（ロ））の
高周波ボルテージフォロワとして動作する高周波領域に
おいて位相補償後開ループゲインＧ。
は、ＲＩＡＡ負帰還回路４のコンデンサＣ２，Ｃｌを介
して出力端子０ＵＴから反転入力端子へ１００％交流負
帰還が生じるため、増幅器１，２，３と負帰還回路４と
は高周波数電圧利得Ｇｕが１．０（０ｃ１Ｂ）の高周波
数ボルテージフォロワとして動作する。しかしながら、
前述のように第２ボールＰ２に対応する周波数Ｆ，２よ
り高い周波数領域では位相回転が一１８００を越えてし
まうため、増幅器１，２，３と負帰還回路４とが高周波
電圧利得１．０（０ｃ１Ｂ）の高周波ボルテージフォロ
ワとして動作する周波数で不所望な発振を生じる。この
ような不所望な発振を防止するためには、増幅器１，２
，３と負帰還回路４とが上述のように高周波電圧利得１
．０（０ｃ１Ｂ）の高周波ボルテージフォロワとして動
作する高周波領域において位相補償後開ループゲインＧ
。Ｌ″が−６ｃ１Ｂ／オクターブで減衰するようにし、
位相回転が−１８００に達しないようにすれば良い。増
幅器１，２，３の出力端子０ＵＴと駆動増幅アンプ２の
入力端子（トランジスタＱ５のベース）との間に接続さ
れた位相補償回路５は、増幅器１，２，３と負帰還回路
４とが上述のように高周波電圧利得１．０（（ロ））の
高周波ボルテージフォロワとして動作する高周波領域に
おいて位相補償後開ループゲインＧ。
Ｌ″が−６ｃ１Ｂ／オクターブで減衰するようにし、位
相回転が−１８００に達しないようにするために配置さ
れたものである。この実施例による位相補償回路５は、
出力端子０ＵＴと接地端子との間に直列接続したコンデ
ンサＣ４、抵抗Ｒ４と、この接続点と駆動増幅アンプＪ
２の入力との間に設けられたコンデンサＣ５とにより構
成される。この位相補償回路の動作は、コンデンサＣ４
と抵抗Ｒ４による分圧回路におけるコンデンサＣ４と抵
抗Ｒ４のインピーダンスが等しくなる特定周波る数Ｆ。
相回転が−１８００に達しないようにするために配置さ
れたものである。この実施例による位相補償回路５は、
出力端子０ＵＴと接地端子との間に直列接続したコンデ
ンサＣ４、抵抗Ｒ４と、この接続点と駆動増幅アンプＪ
２の入力との間に設けられたコンデンサＣ５とにより構
成される。この位相補償回路の動作は、コンデンサＣ４
と抵抗Ｒ４による分圧回路におけるコンデンサＣ４と抵
抗Ｒ４のインピーダンスが等しくなる特定周波る数Ｆ。
より高い周波数領域ではコンデンサＣ４は短絡されて、
コンデンサＣ５が直接出力に結ばれたのと同等となる。
このため、位相補償後開ループゲイン特性ＧＯＬ″は第
２図に示すようにこの特定周波数Ｆ。より高い周波数領
域では−６ｄＢ／オクターブの減衰特性を有する。一方
、特定周波数Ｆ。
コンデンサＣ５が直接出力に結ばれたのと同等となる。
このため、位相補償後開ループゲイン特性ＧＯＬ″は第
２図に示すようにこの特定周波数Ｆ。より高い周波数領
域では−６ｄＢ／オクターブの減衰特性を有する。一方
、特定周波数Ｆ。
より低い周波数領域ては、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４と
からなる第１ハイパスフィルタを介しさらにコンデンサ
Ｃ５と駆動増幅アンプ２のトランジスタ９のベース入力
抵抗とからなる第２ハイパスフィルタを介して出力端子
０ＵＴからトランジスタ９のベースに伝達される位相補
償局部負帰還量は＋１２ｄＢ／オクターブのノ周波数特
性を有する。従つて、特定周波数Ｆ。より低い周波数領
域においては位相補償後開ループゲイン特性Ｇ。Ｊは第
２図に示すように約−１２ｄＢ／オクターブの減衰特性
を有する。さらに低い周波数領域においては、位相補償
後開ループゲイン特性ＧＯＬ″は第２図に示すように位
相補償前開ループゲイン特性Ｇ。
からなる第１ハイパスフィルタを介しさらにコンデンサ
Ｃ５と駆動増幅アンプ２のトランジスタ９のベース入力
抵抗とからなる第２ハイパスフィルタを介して出力端子
０ＵＴからトランジスタ９のベースに伝達される位相補
償局部負帰還量は＋１２ｄＢ／オクターブのノ周波数特
性を有する。従つて、特定周波数Ｆ。より低い周波数領
域においては位相補償後開ループゲイン特性Ｇ。Ｊは第
２図に示すように約−１２ｄＢ／オクターブの減衰特性
を有する。さらに低い周波数領域においては、位相補償
後開ループゲイン特性ＧＯＬ″は第２図に示すように位
相補償前開ループゲイン特性Ｇ。
Ｌに接するものとなる。一方、第２図において−６ｃ１
Ｂ／オクターブの単調減衰特性を有する従来の単一ボー
ル位相補償回路による位相補償後開ループゲイン特性Ｇ
。
Ｂ／オクターブの単調減衰特性を有する従来の単一ボー
ル位相補償回路による位相補償後開ループゲイン特性Ｇ
。
Ｌ″を参考のため図示している。従つて、従来において
は補償後開ループゲイン特性Ｇ。Ｌ″と閉ループゲイン
特性ＧＣＬとの間の面積に対応した負帰還量により歪率
特性を改善していたが、この負帰還量が小さく歪率特性
に問題があつた。これに対して、本発明においては上述
の如き位相補償後開ループゲイン特性ＧＯＬ″を得るよ
うにしているため、第２図の斜線て示した面積分負帰還
量が従来より増大し、特性周波数Ｆ。
は補償後開ループゲイン特性Ｇ。Ｌ″と閉ループゲイン
特性ＧＣＬとの間の面積に対応した負帰還量により歪率
特性を改善していたが、この負帰還量が小さく歪率特性
に問題があつた。これに対して、本発明においては上述
の如き位相補償後開ループゲイン特性ＧＯＬ″を得るよ
うにしているため、第２図の斜線て示した面積分負帰還
量が従来より増大し、特性周波数Ｆ。
より低い周波数領域においてこの負帰還量の増大部に対
応して歪率の改善がはかられる。この発明は、前記実施
例に限定されず、初段アンプ１、駆動増幅アンプ２、出
力アンプ３、負帰還回路４及び位相補償回路５の具体的
回路は種々変形てきるものてある。
応して歪率の改善がはかられる。この発明は、前記実施
例に限定されず、初段アンプ１、駆動増幅アンプ２、出
力アンプ３、負帰還回路４及び位相補償回路５の具体的
回路は種々変形てきるものてある。
この発明は、オーディオ用イコライザアンプ等の負帰還
増幅回路として広く利用できる。
増幅回路として広く利用できる。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はこ
の発明を説明するための特性図である。 １・・・・・・初段アンプ、２・・・・・・駆動増幅ア
ンプ、３・・・・出力アンプ、４・・・・・・負帰還回
路、５・・・・・・位相補償回路。
の発明を説明するための特性図である。 １・・・・・・初段アンプ、２・・・・・・駆動増幅ア
ンプ、３・・・・出力アンプ、４・・・・・・負帰還回
路、５・・・・・・位相補償回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも第１ポールと第２ポールとを有する位相
補償前開ループゲイン特性を具備した増幅器の出力端子
と反転入力端子との間に負帰還回路を接続することによ
り所定周波数より低い周波数の入力信号を電圧増幅する
如く所定の閉ループゲイン特性を得るようにした負帰還
増幅回路であつて、特性周波数より高い周波数領域でほ
ぼ−６ｄＢ／オクターブのゲイン減衰特性を有し上記特
性周波数より低い周波数領域でほぼ−１２ｄＢ／オクタ
ーブのゲイン減衰特性を有する位相補償後開ループゲイ
ン特性を具備する如く位相補償回路を設けたことを特徴
とする負帰還増幅回路。 ２ 上記所定周波数と上記特定周波数とは近似した周波
数であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
負帰還増幅回路。 ３ 上記所定の閉ループゲイン特性はＲＩＡＡイコライ
ザ特性であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の負帰還増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8506377A JPS6046852B2 (ja) | 1977-07-18 | 1977-07-18 | 負帰還増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8506377A JPS6046852B2 (ja) | 1977-07-18 | 1977-07-18 | 負帰還増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5420637A JPS5420637A (en) | 1979-02-16 |
| JPS6046852B2 true JPS6046852B2 (ja) | 1985-10-18 |
Family
ID=13848165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8506377A Expired JPS6046852B2 (ja) | 1977-07-18 | 1977-07-18 | 負帰還増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6046852B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4774478A (en) * | 1986-09-19 | 1988-09-27 | Tektronix, Inc. | Feedback amplifier compensation circuitry |
-
1977
- 1977-07-18 JP JP8506377A patent/JPS6046852B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5420637A (en) | 1979-02-16 |
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