JPS6047533B2

JPS6047533B2 - 流速測定装置

Info

Publication number: JPS6047533B2
Application number: JP52027807A
Authority: JP
Inventors: 利夫渡辺; 正服部; 堅司後藤; 祥樹上野
Original assignee: Nippon Soken Inc; Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp; Soken Inc
Priority date: 1977-03-14
Filing date: 1977-03-14
Publication date: 1985-10-22
Also published as: JPS53112773A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は３針ギャップ法を用いた流速測定装置の改良に
関するもので、例えば内燃機関気筒内の局所における流
速測定、燃料噴射式内燃機関の吸入空気量測定、ＥＧＲ
ガスの流量測定、内燃機関における排気ガス流速の測定
、あるいはその他気体の流速測定に好適な流速測定装置
に関するものである。

従来、気体等の流速測定方法には次のようなものがある
。

１熱線を用いる方法：流体中に置かれた導線（熱線）
に電流を流して加熱しある温度に保つ。

それをとりまく気体、又は液体の流速に応じて熱線が冷
却されその抵抗系数が変化するので、冷却された熱を電
流として供給することによつて熱線の抵抗係数を一定に
保つ。この時、電線に供給する電流より流速を求めるも
の。２ラミナフローを用いる方法：流体中に流れに対
して抵抗となるようにメッシュを挿入し、そのメッシュ
の前後差圧より流速を求めるもの。

３火花放電とイオン検出器を用いる方法：ー対の放電
用電極において一定の周期で火花放電を行なう。

その放電用電極の下流側にイオン検出器を設けてイオン
電流を検出し、放電が行われてからイオンが検出される
までの時間て流速を求めるもの。次に、上記各方法にお
ける問題点を列記する。

１熱線を用いる方法（ａ）高温流体（ほぼ数１００度以上）に対して使用で
きない。

（ｂ）調整（キャリブレーション）が困難である。

（ｃ）機械的な衝撃に対して破損しやすい。

２ラミナフローを用いる方法（ａ）点火プラグ近傍などの小さな部分の測定ができな
い（空間的分解能が悪い）。

（ｂ）本体の大きさが大きいために取付が困難である。

３火花放電とイオン検出器を用いる方法（三針ギャップ
法）（ａ）低速から高速までの広い範囲の測定ができな
い。

長所として（ａ）測定部の構造が簡単である。

（ｂ）低温から高温まで広い温度範囲の流体の測定が可
能である。

（ｃ）取付が簡単である。

（ｄ）空間的分解能が良い。

（ｅ）調整が容易である。

本発明は上述した各流速測定方法を検討した結果、三針
ギャップ法が特に有利であると判断してこの方法を採用
したものであり、特に測定流体の低速から高速状態まで
の広い範囲にわたつて高精度な流速測定を可能にした流
速測定装置を提供することを目的とするものてあり、と
りわけ本発明は放電電極間に良好に高電圧を印加して放
電持続時間を安定にし低速での流速測定をも改善した流
速測定装置を提供することを目的とするものてある。

以下本発明の原理を第１図Ａ，ｂｌ及び第２図によつて
説明する。

第１図ａの点火装置Ｓによつて放電電極１，２に加えら
れるパルス状高電圧の電圧波形は第１図ｂ（７）Ｉに示
す如きである。電極１，２間の放電経路はこの放電によ
り生成されたイオン群が気流（気体の流速■）によつて
流され、時間ｔの経過とともに破線で示す如く変化し、
ｔ＝Ｔで捕獲電極３に到達する。この際捕獲電極３は抵
抗器３０１を通して接地してあるので放電経路は点火装
置Ｓより電極１を通じて捕獲電極３、抵抗器３０１を経
るようになる。したがつて電極２に流れる電流は例えば
第１図ｂの■の如くなりｔ＝Ｔで「０」となるが、電極
３に流れる電流は第１図ｂの■の如くなりｔ＝Ｔで立ち
上がる。この電極３の電流波形は抵抗器３０１の両端子
Ｄ，Ｅより電圧波形として得られる。ここで電極１にお
ける放電々流の立上がつた時点より端子Ｄ，Ｅ間に電圧
の現れるまでの時間を測定すれば放電開始より捕獲電極
３に電流が流れ始めるまでの時間Ｔを知ることができ、
この時間Ｔてもつて放電々極１，２より捕獲電極３まて
の距離ｄを除すれば流体速度■を求めることができる。
ここで以上述べた方法では、電極１の放電持続時間をＴ
ｃとすると、流速が測定され得るためにはＴｃは前述し
た時間Ｔより大でなければならない。

つまり、流速が小さくて時間Ｔが比較的大なる時は時ト
匡Ｃを大きくしなければならず、またこの時間Ｔｃの大
きさにともなつて電極１における放電周期も大きくなる
。このため電極１における放電持続時間及ひ放電周期を
一定に定める場合”は測定すべき最低流速によつて測定
範囲が定まるため、高い流速の際の流速の著しい変化は
測定できない。本発明ではこの欠点を改善するために放
電持続時間匡Ｃ及び放電周期を流速に応じて自動的に可
変できるものとした。これは第２図のブロック線図に示
す如き構成により実現できる。すなわち第２図において
、Ｆはパルス信号発生器であり、電極１の電流信号と低
抗器３０１の両端の電圧信号を入力とし、パルス幅が第
１図ｂにおける時間Ｔなるパルス信号を発生する。Ｇは
高電圧発生装置Ｈの制御装置である。そこで制御装置Ｇ
はパルス信号発生器Ｆよりの信号を受けて時間幅Ｔなる
パルス信号のほぼ終端て高電圧発生装置Ｈによる高電圧
供給を停止し、続いて前記時間幅Ｔの値に基づいて算出
される適当な時間が経過した後に、再び高電圧発生装置
Ｈによる高電圧の供給を開始させ再び計測操作を繰返す
。Ｊは出力装置であり、流速に応じた出力を電圧、周波
数等の適当な形に変換し出力端子Ｋに出力する。この方
法により低速から高速までの流速が高精度に測定でき、
特に高速を測定する際に短かい時間々隔での測定を実現
できる。さらに、本発明では上記高電圧発生装置Ｈとし
て、制御装置Ｃからの信号によソー対の放電電極１，２
間に放電を開始させるためのパルス状高電圧を発生する
高電圧パルス発生装置と、所要時に放電電極１，２間に
発生した放電を継続せしめるための直流高電圧を供給す
る高電圧直流電源とから構成して長時間の放電を可能に
し、低速での流速測定を一層良好に実現できる。次に、
上述した測定原理に基づいて実現した本発明装置の詳細
構成を第３図乃至第１８図に従つて説明する。

まず第３図Ａ，ｂに流速測定用センサの構成を示す。セ
ンサは水平方向（場合により垂直方向でもよい）に設け
た一対の放電々極１及び２と、絶縁体で被覆され先端の
み露出したイオン捕獲電極３とて構成され、それら三個
の電極１，２，３は絶縁体から成る基盤Ｌに取り付けら
れている。次に、本発明装置を構成するブロック図及び
そのブロックの詳細回路をそれぞれ第４図、第５図に示
しそれについて説明する。

４はイオン電流検出回路で、イオン捕獲電極３及びこの
電極３に流れる電流変化を電圧変化に変換するための抵
抗３０１とて構成される。

５は波形整形回路てあり、抵抗器５０１，５０２，５０
３、差動増幅器５０４よりなる反転増幅回路、前記反転
増幅回路の出力電圧と可変抵抗器５０５て設定された電
圧を比較する比較器５０６より成る比較回路、及びイン
バータ５０７、抵抗器５０８、コンデンサ５０９、ナン
ドゲート５１０より成る単安定マルチバイブレータ回路
により構成される。

６はナンドゲートである。

７はノアゲート７０１，７０２で構成されるＲＳフリッ
プフロップである。

８はパルス信号遅延回路であり、ディジタルカウンタ８
０８のクロック信号を供給するアンドゲート８０１、カ
ウンタ８０８のリセット信号を供給するインバータ８０
２、抵抗８０３、コンデンサ８０４、アンドゲート８０
５より成る単安定マルチバイブレータ回路、４ビットデ
ィジタルコンパレータ８０９，８１０よりなる８ビット
ディジタルコンパレータ回路、ディジタルカウンタ８１
１とそのクロック信号を供給するアンドゲート８０６、
及びディジタルコンパレータ８１０の一致信号出力端子
とアンドゲート８０６の入力の一方の間に接続されたイ
ンバータ８０７より構成される。

９は出力端子であり、ＲＳフリップフロップ７のノアゲ
ート７０１の出力を出力する。

１０は放電々極１における放電開始信号検出器で、電極
１，２と高電圧発生器Ｈ（第２図参照）を結ぷ導線の絶
縁被覆の上に絶縁被覆体の電線を数回巻きつけたもので
ある。

１１は波形整形回路であり、整流器５５０，５５１、信
号レベル設定用可変抵抗器５５２、コンデンサ５５３、
サイリスタ５５４、抵抗器５５５よりなる波形成形部、
及びインバータ５５６、抵抗器５５７、コンデンサ５５
８、アンドゲート５５９よりなる単安定マルチバイブレ
ータ回路により構成される。

１２は模擬低速信号発生回路で、ディジタルカウンタ６
０１、及びインバータ６０２、抵抗器６０３、コンデン
サ６０牡ナンドゲート６０５よりなる単安定マルチバイ
ブレータにより構成される。

１３はクロック信号を供給する発振回路で、水晶発振子
６５０、コンデンサ６５１，６５２、ナンドゲート６５
３、及び抵抗器６５４，６５５により構成される。

１４は分周回路であり、ディジタルカウンタ７５０及び
切り替えスイッチ７５１により構成される。

１５は測定開始端子である。

１６は波形整形回路であり、抵抗器８５０、インバータ
８５１よりなる入力回路、及びインバータ８５２、抵抗
器８５３、コンデンサ８５牡アンドゲート８５５よりな
る単安定マルチバイブレータ回路により構成される。

１７はパルス発生回路であり、コンデンサ８６１、抵抗
器８６２、マルチバイブレータ素子８６３よりなる単安
定マルチバイブレータ回路、及びオアゲート８６０、抵
抗器８６４によつて構成される。

１８は高電圧発生器駆動回路であり、ＮＰＮ形トランジ
スタ８６５，８６７、抵抗器８ｊ６６，８６８によつて
構成される。

１９は高電圧発生器であり、詳細は第１２図に示される
ように公知の電気火花式内燃機関用のＧＤ点火装置２０
０、ダイオード２０３，２０４、抵抗器２０５，２０７
，２０８，２１０，２１２，２１３、充放７電用コンデ
ンサ２０６、サイリスタ２０９、及びＮＰＮ形トランジ
スタジ２１１により構成される。

尚入力端子２０１は高電圧発生器駆動回路１８の出力に
接続されており、入力端子２０２はナンドゲート６の出
力に入力端子２１４はＣＤ点火つ装置２００を駆動する
電源（＋２００〜６００Ｖ程度）に、入力端子２１５は
周知の高電圧直流電源２５０に接続されている。端子２
１５に接続された電源２５０の出力電圧は、放電電極１
，２間に放電を開始する程高電圧ではないが、いつたん
電極１，２間に放電が起これぱ放電を接続するに十分な
程度の電圧に設定してある。ここで高電圧直流電源２５
０の一例を第１８図に示すと、平滑用コンデンサ２５０
−１，２５０−２、チョークコイル２５０−３、全波整
流用のダイオード２５０一４，２５０−５，２５０−６
，２５０−７、変圧２５０−８から構成してあり、入力
端子２５０一９に入力される交流電圧１００Ｖまたは２
００Ｖを平滑し高電圧にして端子２１５に出力させるも
のである。尚第５図中Ｖ＋と記した箇所はそれが電源の
プラス端子に接続されていることを示している。

また各回路素子に供給される電源は第５図では少略して
あるが、演算増幅器５０４には正負両電源、その他比較
器５０６及びディジタル回路素子には正電源さが接続さ
れている。以下の説明に対しても同様である。次に、第
４図に示すブロック図の作動を第６図に示すタイムチャ
ートに従つて説明し、さらに第５図に示す全体回路に従
つて補足的に詳細な作動説明を行なう。

まず第６図ｅは放電々極１と接地間の電圧波形を示し、
放電々極１を通して放電が行われていない時は接地電位
となり放電中は負電位となる。今、ｔ＝ＴＯにて放電々
極１，２間で放電が開始されると、放電開始信号検出器
１０には，放電々極１，２間の放電開始に同期して第６
図ｆに示す電圧波形が得られる。この信号ｆは波形整形
回路１１によつて第６図ｈに示す波形に整形される。一
方、前述の如く放電経路が流速Ｖによつて変Ｊ化し、時
間ｔ＝Ｔとなると捕獲電極３にイオン電流が到達し、イ
オン電流検出回路４により第６図ｇに示す波形が得られ
る。

信号ｇは波形整形回路５て整形されナンドゲート６を通
過して第６図１に示す波形となる。ＲＳフリップフロッ
プ回路７二の２個の入力端子にそれぞれ信号ｈ及びｉを
入力し、ｉの信号を入力した方のナンドゲートの出力を
取り出せば第６図ｊに示す波形が得られる。信号ｊはパ
ルス信号ｈの立ち上がりによつて゜゜１゛レベルとなり
、それからＴ時間後に現れる第６図４ｉのパルス信号１
の立ち上がりによつて６′０゛５レベルとなる。この信
号ｊは出力端子９に導かれる。一方この信号ｊはパルス
遅延回路８に導かれこの遅延回路８では信号ｊの立ち下
がりの時点より時間幅Ｔによつて定まるある時間Ｔｓだ
け遅れて第６図ｍに示す信号ｍを゜゛１゛レベルにする
。この信号ｍはオアゲート８６０を介してバイブレータ
素子８６３のトリガ端子に入力され、素子８６３の出力
は信号ｍの゜“１゛レベルへの立ち上がり時点に同期し
てコンデンサ８６１及び抵抗８６２で決まる時間だげ゜
０゛レベルであるようなパルス信号ｎとなる。この信号
ｎは電流制限用抵抗８６４を介して高電圧発生器駆動回
路１８内のトノランジスタ８６５のベースに入力され、
トランジスタ８６５はスイッチング動作を行ないコレク
タ出力はトランジスタ８６７のベースに入力される。ト
ランジスタ８６７のベースに入力される。トランジスタ
８６７もスイッチング動作を行なう・が、エミッタフォ
ロワとして使用されており、出力はエミッタよりとり出
され入力端子２０１より高電圧発生器１９に導かれてい
る。尚駆動回路１８の出力波形を第６図ｐに示す。

この信号ｐは第１２図において点火装置２００中のサイ
リスタＳＣＲのゲートに入力されているので、点火装置
２００は信号ｐが゜“ｒ゛になつた時点に同期して正の
高電圧パルスは放電々極１，２間に出力する。この高電
圧パルスはダイオード２０３を介して電極１に印加され
電圧１，２間で火花放電が起こる。これにより電極１に
は別回路すなわち高電圧直流電源２５０より抵抗２０８
，２０５、およびダイオード２０４を介して直流高電圧
が印加されているので、高電圧パルスが消えた後もひき
続き放電々極１，２間て放電が持続される。一方、電極
１，２間で放電が開始した時点で、フリップフロップ７
の出力は“６ｒ゛レベルになるのでカウンタ８０８はリ
セットされ信号ｍはただちに゜“０“レベルに戻る。次
に、前記持続放電中に測定流体によつて移動したイオン
群を捕獲電極３が捕えてこの電極３に電流が流れること
により、ナンドゲート６の出力ｉが゜゜１゛レベルとな
ると、この信号１が入力端子２０２を介し電流制限用抵
抗２１０を経てトランジスタ２１１のベースに導かれる
からトランジスタ２１１は導通状態になる。

したがつてサイリスタ２０９が０Ｎする。このサイリス
タ２０９が０Ｎした瞬間について入力端子２１５から見
たインピーダンスが、抵抗２０８一抵抗２０５−ダイオ
ード２０４一電極１，２一接地に対して抵抗２０８−コ
ンデンサ２０６−サイリスタ２０９一接地の方が十分に
小さくなるようにし、しかも電極１，２間で放電が持続
できる程度に抵抗２０５の値を決めれば、サイリスタ２
０９が０Ｎした瞬間にはコンデンサ２０６及びサイリス
タ２０９を介して電流が流れ電極１，２間の放電は停止
する。そしてこのコンデンサ２０６に流れる電流によつ
てコンデンサ２０６が充電されると、サイリスタ２０９
のアノード電位が下がるとともにサイリスタ２０９のア
ノード電流が減少してくる。この時すでにサイリスタ２
０９のゲートぱ゛０゛レベルになつているので、アノー
ド電流がある程度減少するとサイリスタ２０９は０ＦＦ
状態になる。そしてコンデンサ２０６に充電された電荷
は抵抗２０７によつて放電される。ここでサイリスタ２
０９のアノード電位を第６図ｘに示す。次に常時動作し
ている発振回路１３の出力波形を第６図ｇに示す。

信号ｇの周期はＴに比較して十分に小さい。この信号ｇ
は模擬低速信号発生回路１２、分周回路１４、及びパル
ス遅延回路８に供給される。模擬低速信号発生回路１２
は流速■が「０」に近くて前記最大放電持続時間Ｔｃに
対して時間Ｔが大となつた場合、又は流速■がイオン捕
獲電極３の側より放電々極１，２の方向に変つた場合等
、捕獲電極３にてイオン電流が検出できない場合に測定
を継続するために、本来のイオン検出信号に代わる模擬
信号を発生させるために設けてある。この模擬信号は発
振信号ｇを時刻ｔ＝ＴＯよりカウントしてｔ＝Ｔｃ又は
ｔがＴｃより若干大きくなつた時点で現れ、その波形は
第６図１のレベルを反転したものに類似している。分周
回路１４はク罎ンク信号ｇを分周してパルス遅延回路８
に供給する。分周回路１４における分周比は後に詳細に
説明するが、時間Ｔ（７）ＴＳに対する比に等しくして
ある。尚、測定開始信号を得るために測定開始端子１５
が設けてある。

そして測定開始端子１５が接続されると同時に波形整形
回路や１６によつて作られた時間幅の狭いパルス信号が
パルス発生回路１７内のオアゲート８６０の一方の入力
端子に入力され信号ｎが゜“０゛レベルとなつて前述と
同様にして高電圧発生器駆動回路１８および高電圧発生
器１９か駆動され、点火装置２００に高電圧を発生し、
これは放電々極１，２に導かれて第１回目の放電が行わ
れる。以後前述のように測定が継続される。次に、第５
図に従つて第４図図示各ブロックの詳細な説明を行なう
。

特にここでは前述したパルス発生回路１７等を制御する
ための回路の作動説明をする。まずイオン電流検出回路
４は前述したように放電経路が放電々極１→捕獲電極３
→抵抗器３０１一接地となつた時その電流変化を電圧変
化に変換する。出力波形は信号ｇの如くで波形整形回路
５はこれを入力とし、初段の反転増幅器で波形を反転す
る。この信号を次段の比較器５０６の一方の入力とし、
同比較器の他の入力信号である分割抵抗５０５による設
定電圧と比較する。この際比較器５０６の出力は反転増
幅器の出力が分割抵抗５０５による電圧より大なる時“
１゛レベルとなる。この比較器５０６の出力信号は波形
整形回路５の最終段の単安定マルチバイブレータ回路に
よつて比較器５０６の出力が゜６ｒ”レベルになる時に
同期して時間幅が抵抗５０８とコンデンサ５０９によつ
て決まり、その時間だげ０゛レベルであるパルス信号が
得られる。ナンドゲート６は二個の入力のうち少なくと
も一個が“０５゛レベルとなれば出力には“゜１゛レベ
ルが得られる。したがつて波形整形回路５の出力をナン
ドゲート６の入力とするとナンドゲート６の出力は第６
図ｉの如く表される。７は二個のノアゲートで構成され
たＲＳフリップフロップ回路であるので、ノアゲート７
０２側に“゜１゛レベルが入力されると出力ぱ“１゛レ
ベルとなり、ノアゲート７０１側・に″ｒ゛レベルが入
力されると出力は、４“０ベルとなる。

また、パルス信号遅延回路８に含まれるディジタルカウ
ンタ８０８のクロック入力はアンドゲート８０１の出力
信号が用いられる。そこで８０１の二つの入力のうち一
方は信号ｊであり他の一方は信号ｇてあるので、アンド
ゲート８０１の出力すなわちディジタルカウンタ８０８
のクロック入力は第６図ｋとなる。このカウンタ８０８
のリセット信号は前記単安定マルチバイブレータによつ
て信号ｊの゜４ｒレベルへの立ち上がノリに同期して得
られ、時間幅は抵抗８０３とコンデンサ８０４によつて
定まる極めて時間幅の小さなパルス信号が行われる。し
たがつてカウンタ８０８は時間Ｔの間だけパルス信号ｋ
をカウントする。次に、信号ｊが“゜０゛レベルになる
とカウンタ８１１のリセットが解除されるのでカウント
が開始される。

今、カウンタ８０８は前記カウントを完了しておりカウ
ンタ８１１はリセットを解除されたところなのでディジ
タルコンパレータ８１０の一致出力は″０″レベルであ
る。ディジタルコンパレータ８１０の出力はインバータ
８０７を通してアンドゲート８０６の一方の入力に接続
されているので、アンドゲート８０６は他の一方の入力
信号をそのまま出力とする。アンドゲート８０６の入力
でインバータ８０７が接続されている以外の入力には分
周回路１４の出力が接続されているので、カウンタ８１
１は分周回路１４の出力パルスをカウントし、先にカウ
ンタ８０８がカウントしたのと同じ数だけカウントする
とコンパレータ８０９，８１０によりカウンタ８０８と
８１０の出力が比較されてコンパレータ８１０の一致信
号出力ぱ“１゛レベルとなる。するとアンドゲート８０
６の一方が４′０゛レベルとなるのでカウンタ８１１に
よるカウントは停止する。アンドゲート８０６の出力す
なわちカウンタ８１１の入力波形を第６図１に示す。以
上のパルス信号遅延回路８に関する説明より、分周回路
１４の分周比をＲとすると、カウンタ８０８によつてカ
ウントされるクロック信号の周波数とカウンタ８１１に
よつてカウントされるクロック信号の周波数の比はＲて
あるのでカウント所要時間ＴｓはＴＳ＝ＴＸＲであるこ
とがわかる。

次に、放電開始信号検出器１０より波形整形回．路１１
に導かれる信号波形は第６図ｆの如きである。

この波形整形回路１１において整流器５５０，５５１に
よつて整流され第６図ｆの正側の信号のみとなる。分割
抵抗５５２でその電圧レベルを設定されサイリスタ５５
４のゲートに接続され．る。サイリスタ５５４のアノー
ドは抵抗５５５を通して正電源に接続されカソードは接
地されているので、ゲートに前記信号が加わるとサイリ
スタ５５４は導通状態となりサイリスタ５５４のアノー
ド電位ぱ６０“２レベルとなる。この際抵抗５５５は大
きな値でありサイリスタ５５４を通過できる電流は小さ
いのでサイリスタ５５４のゲートに信号が加わらなくな
ればサイリスタ５５４は不導通となりサイリスタ５５４
のアノードぱ“１゛レベルとなる。このようにしてサイ
リスタ５５４のアノードに現れる信号はインバータ５６
０に接続され、その信号レベルが反転してインバータ５
６０より出力される。インバータ５６０の出力は次段の
単安定マルチバイブレータに導かれ、インバータ５６０
の出力が“１゛レベルに立ち上がる時点に同期して時間
幅が抵抗５５７とコンデンサ５５８によつて定まるパル
ス信号が発生される。次に模擬低速信号発生回路１２に
おいて、デイ・ジタルカウンタジ６０１は発振回路１３
の出力ｇをクロック信号とし、波形整形回路１１の出力
ｋをリセット信号としている。したがつて信号ｋの“０
゛レベルへの立ち下りよりカウントを開始し、前記時間
に相当する数だけカウントした後カウンタ６０１の出力
は次段の単安定マルチバイブレータ回路に接続され、そ
こでカウンタ６０１の“１゛レベルへの立ち上がり時に
同期して抵抗６０３とコンデンサ６０４で時間幅の定ま
るパルス信号を発生する。発振回路１３は公知の水晶発
振回路を用いており、水晶発振子６５０によつてその発
振周波数が定まる。また分周回路１４において、ディジ
タルカウンタ７５０は発振回路１３の出力ｑをクロック
信号とし、リセット端子は接地してあるのでリングカウ
ンタとして動作する。このカウンタ７５０の出力及び入
力クロックは切替スイッチ７５１の被選択端子に接続し
てあるので切替スイッチ７５１の可動端子すなわち分周
回路１４の出力は発振回路１３の出力ｑに対して分周比
が１、２、４、８、１６で分周された信号が得られる。
次に、測定開始端子１５が接地されると、波形整形回路
１６におけるインバータ８５１の入力は、゜“０゛レベ
ルとなり出力は“１゛レベルとなる。インバータ８５１
の次段は単安定マルチバイブレータ回路であるので、イ
ンバータ８５１の出力が“゜１゛レベルになる時に同期
して時間幅が抵抗８５３とコンデンサ８５４とで定まり
その時間幅の間だけ″ｒ′レベルであるようなパルス信
号を発生する。以上説明したように工夫することにより
、本発明装置ははじめに記した目的を達成することがで
きるものである。

次に、出力端子９からの出力信号の取り出し方について
、前述の実施例においてはフリップフロップ７からの時
間幅Ｔを持つパルス信号を直接出力信号としていたが、
他の形で出力信号を取り出す実施例について第７図、第
８図により説明する。

まず第７図において、入力端子９５８を第５図中の出力
端子９に接続する。ここで９５９は単安定マルチバイブ
レータで、端子９５８の入力信号の゛１゛レベルへの立
ち上がり時に同期してそのレベルが６′Ｆ′であるワン
ショットパルスを発生するものであり、９６０は周波数
一電圧（Ｆ−■）コンバータである。９６６は非反転形
直流増幅回路であり、可変抵抗９６２で利得、抵抗９６
３でオフセット電圧を設定する。

９６４，９６５は出力端子である。

これは前記方法によつて放電々極１における放電周期を
定めているので、流速■と出力端子９に現れる信号の周
波数が比例していることを利用したものてある。したが
つて第７図に示す回路の端子９５８を出力端子９に接続
すれば、出力端子９６４からは流速■に比例した電圧信
号が得られ、出力端子９６５からは流速■に比例した周
波数を持つパルス信号出力が得られる。次に、第８図に
示す回路について説明する。

９７５はＲＯＭ（リード●オンリー●メモリ）で、入力
端子は前記ディジタルカウンタ８０３の出力端子に接続
されている。

９７６はラッチであり、入力にはＲＯＭ９７５の出力が
加えられる。

ラッチ９７６の出力はＤ−Ａコンバータ９７０に入力さ
れる。９８１は非反転直流増幅器である。

入力端子９８０には第５図中の出力端子９が接続されて
いる。９７９はインバータ、９７７は単安定マルチバイ
ブレータであり、この出力はラッチ９７６のラッチタイ
ミング端子Ｔに入力されている。

したがつてディジタルカウンタ８０８がカウント終了し
た時点でラッチ９７６のラッチタイミング端子Ｔには時
間幅の狭いパルス信号が加えられる。今、カウンタ８０
８のクロック信号には水晶発振器１３の出力信号が用い
られているのでその周波数は安定していると言える。し
たがつてカウンタ８０８がカウント完了した時カウンタ
８０８の出力に現れている数値は時間幅Ｔに比例してい
る。これはＴＫとする。そしてＲＯＭ９７５のプログラ
ムをｄ／（入力された数値）としておけばＲＯＭ９７５
出力ｄ／ＴＫは前述したように流速■に比例している。
ＲＯＭ９７５出力は前記カウンタ８０８のカウント完了
と同期してラッチ９７６より出力されＤ−Ａコンバータ
９７０により電圧信号となり、非反転直流増幅器９８１
を経て出力端子９７４より出力される。尚、可変抵抗９
７２は利得調整用、抵抗９７３はオフセット電圧調整用
である。以上説明したように出力端子９７４からは流速
Ｖに比例した電圧信号、出力端子９７８からは流速■に
比例したディジタル信号出力が得られる。尚、水晶発振
器１３の周波数ｑをＦｑとすればＴＫ＝Ｆｑ−Ｔである
ので、ＲＯＭ９７５のプログラムをｄ−Ｆｑ／（入力信
号の数値）としておけばＲＯＭ９７５出力■８はとなり
■の数値に等しいディジタル信号出力が出力端子９７８
より得られる。

次に、放電周期決定用の遅延回路について、前述の実施
例ではパルス信号遅延回路８を用いたが、他の実施例に
ついて第９図、第１０図により説明する。

まずアップダウンカウンタを用いる方法を第９図に示す
。入力端子９８０は発振回路１３の出力に、入力端子９
８１は分周回路１４の出力に、入力端子９８２は出力端
子９の出力に、入力端子９８３は図示していないリセッ
ト回路の出力にそれぞれ接続される。９８４はクロック
信号選択回路で、入力端子９８２に入力される信号ｊす
なわち第１１図ｊに示す信号ｊが“１゛レベルの時は端
子９８０に入力される信号ｑに出力し、信号ｊが４′０
″レベルの時は端子９８１に入力される信号を出力する
。

第１１図ｒにクロック信号選択回路９８４の出力信号波
形を示す。９８５はアップダウンカウンタで、アップダ
ウン切替入力端子は端子９８２に接続されているので、
端子９８２が“１゛レベルの時はアップカウントし、゛
゜０゛レベルの時はダウンカウントする。

縦軸方向をカウント値として第１１図Ｓに示す。アップ
ダウンカウンタ９８５のリセット入力端子が端子９８３
に接続されているのは電源投入時にカウンタ９８５をリ
セットするためである。カウンタ９８５のキヤリアウト
出力端子は出力端子９８６及びオア−ゲート９８７に入
力される。次に、その動作を説明する。

端子９８２が゛１゛レベルになるとカウンタ９８５は端
子９８０より入力される発振信号であるクロックをアン
プカウントする。

次に端子９８２が′４０冉レベルになると端子９８１よ
り入力される分周信号であるクロック信号をダウンカウ
ントする。そして先にアップカウントしたパルス数と同
数のパルス数をダウンカウントするとカウンタ計数値は
「０」となりカウンタ９８５のキヤリアウト出力は゜゜
ｒ′レベルとなる。このカウンタ９８５のキヤリアウト
出力は一方でオアゲート９８７の入力の一方に接続され
、カウンタ９８５のキヤリアウト出力が６６ｒ′レベル
となつた時端子９８１に加えられるダウンカウント用の
クロック信号のカウンタ９８５への通過を阻止しダウン
カウントを停止させる。また一方では出力端子９８６に
接続されて出力する。出力端子９８６に現れる信号は第
１１図ｕに表わされるが、その性質、用途は第６図ｍと
同じであり第１１図ｕの信号を第６図ｍの信号ｍとして
用いれば第９図に示す回路は第５図のパルス信号遅延回
路８と同様に機能する。次に、第１０図に示す回路はパ
ルス信号遅延回路８の機能をアナログ方式で行なわせる
ものである。

入力端子８７０は出力端子９に接続される。８７２はイ
ンバータ、８７１，８７３はアナログスイッチで、それ
ぞれ制御入力端子８７１−１，８７３−１が゜“１゛レ
ベルになつた時２線間が導通状態となり゜゜０゛レベル
の時非導通となる。

８７６はミラー積分回路、８７８は比較回路である。

端子８７０に第１１図ｊに示す信号ｊが入力されると時
間幅Ｔの区間ぱ゜１゛レベルなのでアナログスイッチ８
７１は導通し、アナログスイッチ８７３は非導通である
からミラー積分回路８７６のコンデンサに正電源よりア
ナログスイツチジ８７１→抵抗８７４の経路によつて充
電が行なわれる。そして信号ｊが″０″レベルになると
アナログスイッチ８７３が導通するので、ミラー積分回
路８７６のコンデンサに充電された電荷は抵抗．８７５
→アナログスイッチ８７３→負電源の経路で放電される
。したがつて第１１図ｖに示す充放電波形が回路８７６
より出力され比較回路８７８に入力され、このアナログ
比較回路の一方の入力は接地してあるので、第１１図ｖ
が接地電位以下一になると出力端子８７９に第１１図ｕ
と同様な信号が出力される。以下前記ｕと同様である。
この場合にはＴ／ＴＳ＝抵抗８７４の抵抗値／抵抗８７
５の抵抗値の関係を利用してＴ／ＴＳを定める。尚、第
１０図の回路を用いた場合は第５図についてパルス信号
遅延回路８の他に分周回路１４も不要である。またミラ
ー積分回路８７６の差動増幅器には正負両電源が供給さ
れている。次に、高電圧発生装置について、前述の実施
例では高電圧発生器２０を用いたが、他の実施例につい
て第１３図乃至第１７図により説明する。

前記実施例では高電圧パルス発生器２００として公知の
ＣＤ点火装置の一部を使用したが、この方法・では最高
放電周波数が比較的低い領域に制限される。この周波数
は第１２図中点火装置２００中の抵拍只。、コンデンサ
Ｃ。によつて決まる。これらの値を小さくすれば最高放
電周波数は高くなるが、コンデンサＣ。の容量を小さく
していくと点火装置２００の出力エネルギーが小さくな
り電極１，２間において放電しにくくなるので、抵抗Ｒ
Ｏを小さくするのが望ましいが、この抵抗Ｒ。を小さく
しすぎると点火装置２００中のサイリスタＳＣＲが０Ｆ
Ｆしなくなる。この問題を解決したのが次に説明する３
つの実施例である。まず第１にサイリスタＳＣＲの代わ
りにＧＴＯ（ゲート・ターンオフスイッチ）を使用する
実施例である。

この場合の点火装置２００を第１３図に示す。ここでコ
ンデンサ２１９と抵抗２２０は微分回路を構成し、その
出力は第１５図Ｐ１に示される波形となり、ＧＴＯ２ｌ
８のゲートに接続される。充放電コンデンサ２１７は抵
抗２１６を通して充電されＧＴＯ２ｌ８により放電され
る。ＧＴＯ２ｌ８のアノード電圧波形を第１５図Ｐ２に
示す。信号Ｐ１が正になつた時ＧＴＯ２ｌ８は０Ｎし、
負になつた時ＯＦＦする。この場合抵抗２１６の抵抗値
は、ＧＴＯ２ｌ８が０ＦＦした瞬間に、抵抗２１６−コ
ンデンサ２１７一点火コイル２２１の１次コイルを経て
流れる電流によつて発生する点火コイル２２１の２次コ
イルの出力電圧でもつて電極１，２間に放電を起さない
程度に設定する。次に第２の実施例を第１４図に示す。

充電用抵抗２２２、充電用サイリスタ２２３、サイリス
タ２２３のゲート保護抵抗２２４、サイリスタ２２３の
ゲート制御用フォトサイリスタ２２５、充放電用コンデ
ンサ２２６、放電用サイリスタ２２７、インバータ２２
８、単安定マルチバイブレータ２２９，２３３、保護抵
抗２３０，２３４、ＮＰＮ形トランジスタ２３１，２３
６、抵抗２３２，２３６，２３７、及び点火コイル２２
１によつて構成されている。そこで入力端子２０１に第
１５図Ｐが入力された時、トランジスタ２３５，２３１
のコレクタ電流はそれぞれ第５図Ｐ３，Ｐ４のようにな
る。したがつて信号Ｐ３が゜゜１゛レベルになつた時サ
イリスタ２２７は０Ｎしコンデンサ２２６は放電して点
火コイル２２１より出力を得る。そしてコンデンサ２２
６が放電を終了するとサイリスタ２２７は０ＦＦ状態に
なる。次に信号Ｐ４が“１゛レベルとなつた時フォトサ
イリスタ２２５は０Ｎしサイリスタ２２３も０Ｎするの
でコンデンサ２２６は充電される。そしてこのコンデン
サ２２６のサイリスタ２２３側の端子電位が入力端子２
１４に印加された電位に近づいた時サイリスタ２２３は
０ＦＦ状態になる。サイリスタ２２８のアノードの電圧
波形は第１５図Ｐ２と同じである。この時も抵抗２２２
の抵抗値は第１３図の場合と同様にして決定することが
できる。次に第３の実施例は多重回路によるものである
。第１６図に回路図、第１７図にタイムチャートを示す
。第１６図中の入力端子２４０は端子２０１に接続され
、入力端子２４２はＣＤ点火用高圧電源正側に接続され
ている。２４１は１雉カウンタであり、その出力のうち
出力３でリセットしているので、第１７図Ｐの信号Ｐが
クロックとして入力されたとき出力０１１、２はそれぞ
れ第１７図、イ，町ハの如くなる。

ここで駆動回路２５３，２５４，２５５は同一回路てあ
るから駆動回路２５３についてのみ説明する。まず２４
３はアンドゲートであり、入力として第１７図イ及びＰ
の信号が印加されると出力は第１７図二の如くなる。こ
の信号二は信号Ｐのパルス波形を２つおきに取り出した
波形となる。ＮＰＮ形トランジスタ２４５は信号二によ
つてスイッチング動作を行ないサイリスタ２５１をスイ
ッチングする。このようにパルストランス２５２に対し
並列に接続されている回路２５３，２５４，２５５が順
次動作するので、パルストランス２５２の出力高電圧パ
ルスは信号Ｐの周波数に等しいが、それぞれの回路２５
３，２５４，２５５の動作は信号Ｐの周波数の１１３で
良く、高周波数に対しても良好に応答できる。尚、第１
６図では並列回路が３個の場合を表わしているがこれは
３個に限らず何個でも可能である。

また、上述した実施例では放電々極１に（＋）電圧を印
加するように構成しているが、（−）電圧を印加するよ
うにしても当然良い。

この場合コイル端子、ダイオード等の（＋）、（一）を
考慮すれば簡単に構成できる。以上述べたように本発明
装置においては、高電圧の印加を受けることによりその
間にて放電を生ずる一対の放電用の電極と、指令により
前記一対の電極間に放電を開始させるためのパルス状高
電圧を発生する高電圧パルス発生装置、および所要時に
前記一対の電極間に発生した放電を継続せしめるための
前記高電圧パルス発生装置が発生するパルス状高電圧よ
り低い電圧の直流高電圧を供給する高電圧直流電源を備
える高電圧発生装置と、前記一対の電極に対して被測定
流体の流れ方向の下流側に配置され前記一対の電極間の
放電によつて生するイオン群を捕獲するイオン電流検出
用電極と、前記イオン群の捕獲状態により前記被測定流
体の流速を検出すると共に、この流速に応じて前記高電
圧パルス発生装置の高電圧発生周期およびこの周期に同
期して前記一対の電極間に印加される前記高電圧直流電
源の直流高電圧の印加時間を制御して、前記一対の電極
間に生じる放電の発生周期および放電持続時間を変化さ
せる制御装置とを備えて気体等の流速測定を行うことに
より次に列記する特徴を有する。

１三針ギャップ法の採用により、（イ）測定部（センサ）の構造が簡単である。

（ロ）仄い温度範囲において測定力何能である。（ハ）
取付が簡単である。（ニ）気体の密度補正、温度補正が
不要であり、キャリブレーション（調整）が容易である
。

２火花放電の持続時間及び周期を流速に応じて変化させ
ることにより、（イ）低速から高速まで広い流速範囲の
測定が可能である。

（ロ）特に高速側で測定時間々隔を小さくできる。

３とりわけ、パルス状高電圧と直流高電圧の組み合せ
により、放電時間を安定して長くとりえ、（イ）低速側
での測定時間々隔を長くして低速流体の流速測定が可能
になる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ１第１図ｂは本発明に係る三針ギャップによる
流速測定方法の原理を説明するための構成図、および信
号波形図、第２図は本発明になる流速測定装置の基本構
成を示すブロック図、第３図ａ１第３図ｂは電極から成
るセンサ本体の一部断面正面図、および側面図、第４図
は本発明装置の一実施例を示すブロック図、第５図は第
４図図示ブロックの詳細回路を示す電気結線図、第６図
は本発明装置の作動説明に供する信号波形図、第７図乃
至第１０図は本発明装置の他の実施例を示す電気結線図
、第１１図は本発明装置の他の実施例の作動説明に供す
る信号波形図、第１２図は本発明装置の要部である高電
圧発生器の一実施例を示す電気結線図、第１３図、第１
４図、第１６図は本発明装置に係る高電圧発生器の他の
実施例を示す電気結線図、第１５図、第１７図は高電圧
発生器の他の実施例の作動説明に供する信号波形図、第
１８図は本発明装置に係る高電圧直流電源の一例を示す
電気結線図である。１，２・・・・・・放電用電極、３・・・・・・イオン
電流検出用電極をなす補獲電極、Ｆ，Ｇ・・・・・・制
御装置をなすパルス信号発生装置、高電圧発生制御装置
、２００・・・・・高電圧パルス発生装置をなす点火装
置、２５０・・・・・・高電圧直流電源、Ｈ・・・・・
・高電圧発生装置。

Claims

【特許請求の範囲】

１高電圧の印加を受けることによりその間にて放電を
生ずる一対の放電用の電極と指令により前記一対の電極
間に放電を開始させるためのパルス状高電圧を発生する
高電圧パルス発生装置、および所要時に前記一対の電極
間に発生した放電を継続せしめるための前記高電圧パル
ス発生装置が発生するパルス状高電圧より低い電圧の直
流高電圧を供給する高電圧直流電源を備える高電圧発生
装置と、前記一対の電極に付して被測定流体の流れ方向
の下流側に配置され前記一対の電極間の放電によつて生
ずるイオン群を捕獲するイオン電流検出用電極と、前記
イオン群の捕獲状態により前記被測定流体の流速を検出
すると共に、この流速に応じて前記高電圧パルス発生装
置の高電圧発生周期およびこの周期に同期して前記一対
の電極間に印加される前記高圧直流電源の直流高電圧の
印加時間を制御して、前記一対の電極間に生じる放電の
発生周期および持続時間を変化させる制御装置とを具備
することを特徴とする流速測定装置。