JPS6047534B2 - 流速測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は３針ギャップ法を用いた流速測定装置の改良に
関するもので、例えば内燃機関気筒内の局所における流
速測定、燃料噴射式内燃機関の吸入空気量測定、ＥＧＲ
ガスの流量測定、内燃機関における排気ガス流速の測定
、あるいはその他気体の流速測定に好適な流速測定装置
に関するものである。

従来、気体等の流速測定方法には次のようなものがある
。

１ 熱線を用いる方法：流体中に置かれた導線（熱線）
に電流を流して加熱しある温度に保つ。

それをとりまく気体、又は流体の流速に応じて熱線が冷
却されその抵抗係数が変化するので、冷却された熱を電
流として供給することによつて熱線の抵抗係数を一定に
保つ。この時、電線に供給する電流より流速を求めるも
の。２ ラミナフローを用いる方法：流体中に流れに対
して抵抗となるようにメッシュを挿入し、そのメッシュ
の前後差圧より流速を求めるもの。

３ 火花放電とイオン検出器を用いる方法：ー対の放電
用電極において一定の周期で火花放電を行なう。

その放電用電極の下流側にイオン検出器を設けてイオン
電流を検出し、放電が行われてからイオンが検出される
までの時間で流速を求めるもの。次に、上記各方法にお
ける問題点を列記する。

１熱線を用いる方法 （ａ）高温流体（ほぼ数１００度以上）に対して使用で
きない。

（ｂ）調整（キャリブレーション）が困難である。

（Ｃ）機械的な衝撃に対して破損しやすい。

２ラミナフローを用いる方法 （ａ）点火プラグ近傍などの小さな部分の測定ができな
い（空間的分解能が悪い）。

（ｂ）本体の大きさが大きいために取付が困難である。

３火花放電とイオン検出器を用いる方法（三針ギャップ
法）（ａ）低速から高速までの広い範囲の測定ができな
い。

長所として（ａ）測定部の構造が簡単である。

（ｂ）低温から高温まで広い温度範囲の流体の測定が可
能である。

（Ｃ）取付が簡単である。

（ｄ）空間的分解能が良い。

（ｅ）調整が容易である。

本発明は上述した各流速測定方法を検討した結果、三針
ギャップ法が特に有利であると判断してこの方法を採用
したものであり、特に測定流体の低速から高速状態まで
の広い範囲にわたつて高精度な流速測定を可能にした流
速測定装置を提供することを目的とするものであり、と
りわけ本発明は放電電極間に良好に高電圧を印加して高
周波数での放電を可能にし、高速での流速測定を一層改
善した流速測定装置を提供することを日目的とするもの
てある。

以下本発明の原理を第１図Ａ，ｂｌ及び第２図によつて
説明する。

第１図ａの点火装置Ｓによつて放電電極１，２に加えら
れる電圧波形は第１図ｂの■に示す如きである。電極１
，２間の放電経路はこの放電により生成されたイオン群
が気流（気体の流速■）によつて流され、時間ｔの経過
とともに破線で示す如く変化し、ｔ＝Ｔで捕獲電−極３
に到達する。この際捕獲電極３は抵抗器３０１を通して
接地してあるので放電経路は点火装置Ｓより電極１を通
じて捕獲電極３、抵抗器３０１を経るようになる。した
がつて電極２に流れる電流は例えば第１図ｂの■の如く
なりｔ＝Ｔで「０」となるが、電極３に流れる電流は第
１図ｂの■の如くなりｔ＝Ｔで立ち上がる。この電極３
の電流波形は抵抗器３０１の両端子Ｄ，Ｅより電圧波形
として得られる。ここて電極１における放電々流の立上
がつた時点より端子Ｄ，Ｅ間に電圧の現れるまでの時間
を測定すれば放電開始より捕獲電極３に電流が流れ始め
るまでの時間Ｔを知ることができ、この時間Ｔでもつて
放電々極１，２・より捕獲電極３までの距離ｄを除すれ
は流体速度■を求めることができる。ここで以上述べた
方法では、電極１の放電持続時間をＴｃとすると、流速
が測定され得るためにはＴｃは前述した時間Ｔより大で
なければならない。

つまり、流速が小さくて時間Ｔが比較的大なる時は時間
τＣを大きくしなければならず、またこの時間Ｔｃの大
きさにともなつて電極１における放電周期も大きくなる
。このため電極１における放電持続時間及び放電周期を
一定に定める場合゛は測定すべき最低流速によつて測定
範囲が定まるため、高い流速の際の流速の著しい変化は
測定できない。本発明ではこの欠点を改善するために放
電持続時間Ｔｃ及び放電周期を硫速に応じて自動的に可
変できるものとした。これは第２図のブロック線図に示
す如き構成により実現できる。すなわち第２図において
、Ｆはパルス信号発生器であり、電極１の電流信号と抵
抗器３０１の両端の電圧信号を入力とし、パルス幅が第
１図ｂにおける時間Ｔなるパルス信号を発生する。Ｇは
高電圧発生装置Ｈの制御装置である。そこて制御装置Ｇ
はパルス信号発生器Ｆよりの信号を受けて時間幅Ｔなる
パルス信号のほぼ終端で高電圧発生装置Ｈによる高電圧
供給を停止し、続いて前記時間幅Ｔの値に基づいて算出
される適当な時間が経過した後に、再び高電圧発生装置
Ｈによる高電圧の供給を開始させ再び計測操作を繰返す
。Ｊは出力装置であり、流速に応じた出力を電圧、周波
数等の適当な形に変換し出力端子Ｋに出力する。この方
法により低速から高速までの流速が高精度に測定でき特
に高速を測定する際に短かい時間々隔での測定を実現で
きる。尚ここで、本実施例では高電圧発生装置Ｈとして
火花点火内燃機関用の点火コイル又はそれに類似したパ
ルストランス等の点火手段を複数個並列的に使用してい
る。

この内燃機関用の点火コイルは前記被測定流体Ｈとして
用いるのに放電持続時間が比較的長いという点で適して
いる。ここで第７図に点火コイルを使用した時の基本回
路を示す。

入力端子１５０は正電源に接続されている。今スイッチ
１５３を閉じると入力端子１５０より抵抗器１５１を経
て点火コイル１５２の１次側コイル１５２Ａに電流が流
れる。次にスイッチ１５３を開くと１次コイル１５２Ａ
に流れている電流は急激に断たれるので２次側コイル１
５２Ｂに高電圧が発生し、放電々極１，２間で放電が起
こる。ところでスイッチ１５３が閉じられた時１次コイ
ル１５２Ａに流れる電流は第８図りに示すように時間Ｔ
１だけかかつて飽和する。この時間Ｔ１は抵抗器１５１
と１次コイル１５２Ａのインダクタンスによつて決まる
時定数である。そこで、第８図チに示すようにスイッチ
１５３を動作させる。゜゜１゛レベルが開、“０゛レベ
ルが閉を示す。第８図りは１次コイル１５２Ａに流れる
電流である。これによると信号チの周波数が小さい時に
は第８図りの如く飽和するが、周波数が大きくなると飽
和しなくなり放電々極１，２間における放電エネルギー
が減少してくる。この点を改善するために前述したよう
に複数個のコイルを使うことにした。例えぼ３個の点火
コイルを用いてそれらの１次コイルの電流を第８図ヌ，
ル，ヲに示すようにしてやれば、それぞれの点火コイル
は第８図チの信号の１１３の周波数で動作し、１次コイ
ルの電流は飽和しているから出力エネルギーが減少する
ことはない。次に、上述した測定原理に基づいて実現し
た本発明装置の詳細構成を第３図乃至第１８図に従つて
説明する。

まず第３図Ａ，ｂに流速測定用センサの構成を示す。セ
ンサは水平方向（楊合により垂直方向でもよい）に設け
た一対の放電々極１及び２と、絶縁体て被覆され先端の
み露出したイオン捕獲電極３とで構成され、それら三個
の電極１，２，３は絶縁体から成る基盤Ｌに取り付けら
れている。次に、本発明装置を構成するブロック図及び
そのブロックの詳細回路をそれぞれ第４図、第５図に示
しそれについて説明する。

４はイオン電流検出回路で、イオン捕獲電極３及びこの
電極３に流れる電流変化を電圧変化に変換するための抵
抗３０１とで構成される。

５は波形整形回路であり、抵抗器５０１，５０２，５０
３、差動増幅器５０４よりなる反転増幅回路、前記反転
増幅回路の出力電圧と可変抵抗器５０５で設定された電
圧を比較する比較器５０６より成る比較回路、及びイン
バータ５０７、抵抗器５０８、コンデンサ５０９、ナン
ドゲート５１０より成る単安定マルチバイブレータ回路
により構成される。

６はナンドゲートである。

７はノアゲート７０１，７０２で構成されるＲＳフリッ
プフロップである。

８はパルス信号遅延回路であり、ディジタルカウンタ８
０８のクロック信号を供給するアンドゲート８０１、カ
ウンタ８０８のリセット信号を供給するインバータ８０
２、抵抗８０３、コンデンサ８０牡アンドゲート８０５
より成る単安定マルチバイブレータ回路、４ビットディ
ジタルコンパレータ８０９，８１０よりなる８ビットデ
ィジタルコンパレータ回路、ディジタルカウンタ８１１
とそのクロック信号を供給するアンドゲート８０６、及
びディジタルコンパレータ８１０の一致信号出力端子と
アンドゲート８０６の入力の一方の間に接続されたイン
バータ８０７より構成される。

９は出力端子であり、ＲＳはフリップフロップ７のノア
ゲート７０１の出力を出力する。

１０は放電々極１における放電開始信号検出器で、電極
１，２と高電圧発生装置Ｈ（第２図参照）を結ぶ導線の
絶縁被覆の上に絶縁被覆体の電線を数回巻きつけたもの
である。

１１は波形整形回路であり整流器５５０，５５１、信号
レベル設定用可変低身抗器５５２、コンデンサ５５３、
サイリスタ５５４抵抗器５５５よりなる波形成形部、及
びインバータ５５６、抵抗器５５７、コンデンサ５５８
、アンドゲート５５９よりなる単安定マルチバイブレー
タ回路により構成される。

１２は模擬低速信・号発生回路で、ディジタルカウンタ
６０１、及びインバータ６０２、抵抗器６０３、コンデ
ンサ６０４ナンドゲート６０５よりなる単安定マルチバ
イブレータにより構成される。

１３はクロック信号を供給する発振回路で、水晶発振子
６５０、コ）ンデンサ６５１，６５２、ナンドゲート６
５３、及び抵抗器６５４，６５５により構成される。

１４は分周回路であり、ディジタルカウンタ７５０及び
切り替えスイッチ７５１により構成される。

１５は測定開始端子である。

１６は波形整形回路であり、抵抗器８５０、インバータ
８５１よりなる入力回路、及びインバータ８５２、抵抗
器８５３、コンデンサ８５牡アンドゲート８５５よりな
る単安定マルチバイブレータ回路により構成される。

１７は遅延回路であり、コンデンサ９０１、抵抗器９０
２、マルチバイブレータ素子９０３よりなる単安定マル
チバイブレータ回路及びインバータ９０４、抵抗器９０
５、コンデンサ９０６、アンドゲート９０７よりなる単
安定マルチバイブレータ回路により構成される。

１８はノアゲート、８６０，８６１、ナンドゲート８６
２，８６３よりなるＲＳフリップフロップ回路である。

１９は高電圧発生器駆動回路であり、ｗ進カウンタ８６
４、ナンドゲート８６５，８６６，８６７、抵抗器８６
８，８６９，８７０、及びＮＰＮ型トランジスタ８７１
，８７２，８７３により構成される。２０，２１，２２
は高電圧発生器駆動端子である。

尚、第５図中Ｖ＋と記した箇所はそれが電源のプラス端
子に接続されていることを示している。

また、各回路素子に供給される電源は第５図では省略し
てるが、演算増幅器５０４には正負両電源、その他比較
器５０６及びディジタル回路素子には正電源が接続され
ている。以下の説明に対しても同様である。次に、第４
図に示すブロック図の作動を第６図に示すタイムチャー
トに従つて説明し、さらに第５図に示す全体回路に従つ
て補足的に詳細な作動説明を行なう。

まず第６図ｅに放電々極１と接地間の電圧波形を示し、
放電々極１を通して放電が．行われていない時は接地電
位となり放電中は負電位となる。今、ｔ＝ｂにて放電々
極１，２間で放電が開始されると、放電開始信号検出器
１０には放電々極１，２間の放電開始に同期して第６図
ｆに示す電圧波形が得られる。この信号ｆは波形整！形
回路１１によつて第６図ｈに示す波形に整形される。一
方、前述の如く放電経路が流速■によつて変化し、時間
ｔ＝Ｔとなると捕獲電極３にイオン電流が到達し、イオ
ン電流検出回路４により第６図１ｇに示す波形が得られ
る。

信号ｇは波形整形回路５で整形されナンドゲート６を通
過して第６図１に示す波形となる。ＲＳフリップフロッ
プ回路７の２個の入力端子にそれぞれ信号ｋ及びｉを入
力し、ｉの信号を入力した方のナンドゲートの出力を取
り出せば第６図ｊに示す波形が得られる。信号ｊはパル
ス信号ｋの立ち上がりによつて“゜１゛レベルとなり、
それからＴ時間後に現れる第６図ｉのパルス信号１の立
ち上がりによつて“゜０゛レベルとなる。この信号ｊは
出力端子９に導かれる。一方この信号ｊはパルス遅延回
路８に導かれこの遅延回路８では信号ｊの立ち下がりの
時点より時間幅Ｔによつて定まるある時間Ｔｓだけ遅れ
フて第６図ｍに示す信号ｍを“゜１゛レベルにする。信
号１はＲＳフリップフロップ７に導かれると同時にＲＳ
フリップフロップ１８にも入力され、フリップフロップ
１８の出力を″ｒ１レベルにする。次に、これよりＴ時
間後に信号ｍが“゜１゛レベルとなつてフリップフロッ
プ１８の他の一方に入力されのでフリップフロップ１８
の出力ぱ゜０゛レベルになる。

このフリップフロップ１８の出力波形を第６図ｎに示す
。この信号ｎは高電圧発生・器駆動回路１９に導かれる
。駆動回路１９の出力波形の１つを第６図Ｐに示すが、
駆動回路１９の出力はＮＰＮ形トランジスタのオープン
コレクタ出力となつているので信号Ｐの゜゜１゛レベル
は駆動回路１９の出力端子が接地に対し高抵抗、“゜０
゛レベルは低抵抗となつていることを表わしている。信
号Ｐは高電圧発生器駆動端子２０に接続されている。尚
、ここで第１４図に示すように駆動端子２０には、高電
圧発生装置として公知の内燃機関用のゼミトランジスタ
式火花点火装置が接続されている。

したがつて駆動端子２０の低抵抗、高抵抗はそれぞれポ
イントの０Ｎ１０ＦＦに相当する。尚デイストリビユー
タは不要であり、内燃機関の点火栓の代わりに放電々極
１，２が接続されている。故に駆動端子２０が接地に対
して高抵抗となつたところて放電々極１にて放電が行な
われるので再び信号ｊぱ“１゛レベルとなりパルス遅延
回路８は初期状態に戻るので信号ｍは再び″０″レベル
となる。また駆動端子２１，２２についても入力端子が
それぞれ第１０図Ｐ２，Ｐ３の如くなること以外は前記
駆動端子２０の場合と同様である。次に常時動作してい
る発振回路１３の出力波形を第６図ｑに示す。信号ｑの
周期はＴに比較して十分に小さい。この信号ｑは摸擬低
速信号発生回路１２、分周回路１牡及びパルス遅延回路
８に供給される。模擬低速信号発生回路１２は流速■が
「Ｏ」に近くて前記最大放電持続時間Ｔｃに対して時間
Ｔが大となつた場合、又は流速Ｖかイオン捕獲電極３の
側より放電々極１，２の方向に変．つた場合等、捕獲電
極３にてイオン電流が検出できない場合に測定を継続す
るために、本来のイオン検出信号に代わる模擬信号を発
生させるために設けてある。この模擬信号は発振信号ｑ
を時刻ｔ＝ＴＯよりカウントしてｔ＝Ｔｃ又はｔがＴｃ
より若，干大きくなつた時点で現れ、その波形は第６図
１のレベルを反転したものに類似している。分周回路１
４はクロック信号ｑを分周してパルス遅延回路８に供給
する。分周回路１４における分周比は後に詳細に説明す
るが、時間Ｔ（７）ＴＳに対する比に等しくしてある。
尚、測定開始信号を得るために測定開始端子１５が設け
てある。

そして測定開始端子１５が接地されると同時に波形整形
回路１６によつて作られた時間幅の狭いパルスがパルス
遅延回路１８に入力され信号ｎが゜“１゛レベルとなつ
て前記点火コイルの一次側に通電される。波形整形回路
１６より入力信号を受けて遅延回路１７は前記点火コイ
ルの一次電流が飽和した項の時点で時間幅の狭いパルス
信号をパルス遅延回路１８に入力する。これによつて信
号ｎは“゜０゛レベルとなり前記点火コイルの一次電流
がしや断されるため二次側に高電圧を発生し、これは放
電々極１に導かれて第１回目の放電が行われる。以後前
述のように測定が継続される。次に、第５図に従つて第
４図図示各ブロックの詳細な説明を行なう。

まず、イオン電流検出回路４は前述したように放電経路
が放電々極１一捕獲電極３→抵抗器３０１→接地となつ
た時その電流変化を電圧変化に変換する。出力波形は信
号ｇの如くで波形整形回路５はこれを入力とし、初段の
反転増幅器で波形を反転する。この信号を次段の比較器
５０６の一方の入力とし、同比較器の他の入力信号であ
る分割抵抗５０５による設定電圧と比較する。この際比
較器５０６の出力は反転増幅器の出力が分割抵抗５０５
による電圧より大なる時゜゜１゛レベルとなる。この比
較器５０６の出力信号は波形整形回路５の最終段の単安
定マルチバイブレータ回路に入力される。この単安定マ
ルチバイブレータ回路によつて比較器５０６の出力が“
゜１゛レベルになる時に同期して時間幅が抵抗５０８と
コンデンサ５０９によつて決まり、その時間だげ゜０゛
レベルであるパルス信号が得られる。ナンドゲート６は
二個の入力のうち少なくとも一個が゜゜０゛レベルとな
れば出力には“１゛レベルが得られる。したがつて波形
整形回路５の出力をナンドゲート６の入力とするとナン
ドゲート６の出力は第６図１の如く表される。７は二個
のノアゲートで構成されたＲＳフリップフロップ回路で
あるので、ノアゲート７０２側に゜゜１゛レベルが入力
されると出力ぱ“１゛レベルとなり、ノアゲート７０１
側に゜“ｌ゛レベルが入力されると出力ぱ゜０゛レベル
となる。

また、パルス信号遅延回路８に含まれるディジタルカウ
ンタ８０８のクロック入力はアンドゲート８０１の出力
信号が用いられる。そこで、８０１の二つの入力のうち
一方は信号ｊであり他の一方は信号ｑであるのでアンド
ゲート８０１の出力すなわちディジタルカウンタ８０８
のクロック入力は第６図ｋとなる。このカウンタ８０８
のリセット信号は前記単安定マルチバイブレータによつ
て信号ｊ（７）６４Ｆ５レベルへの立ち上がりに同期し
て得られ、時間幅は抵抗８０３とコンデンサ８０４によ
つて定まる極めて時間幅の小さなパルス信号で行われる
。したがつてカウンタ８０８は時間Ｔの間だけパルス信
号ｋをカウントする。次に、信号ｊが′６０′２レベル
になるとカウンタ８１１のリセットが解除されるのでカ
ウントが開′始される。

今、カウンタ８０８は前記カウントを完了しておりカウ
ンタ８１１はリセットを解除されたところなのでディジ
タルコンパレータ８１０の一致出力は４′０ィレベルで
ある。ディジタルコンパレータ８１０の出力はインバー
タ８０７を通７してアンドゲート８０６の一方の入力に
接続されているので、アンドゲート８０６は他の一方の
入力信号をそのまま出力とする。アンドゲート８０６の
入力でインバータ８０７が接続されている以外の入力に
は分周回路１４の出力が接続されていフるので、カウン
タ８１１は分周回路１４の出力パルスをカウントし、先
にカウンタ８０８がカウントしたのと同じ数だけカウン
トするとコンパレータ８０９，８１０によりカウンタ８
０８と８１０の出力が比較されてコンパレータ８１０の
一致信号出力は“゜１゛レベルとなる。するとアンドゲ
ート８０６の一方が“０゛レベルとなるのでカウンタ８
１１によるカウントは停止する。アンドゲート８０６の
出力すなわちカウンタ８１１の入力波形を第６図１に示
す。以上のパルス信号遅延回路８に関する説明より分周
回路１４の分周比をＲとすると、カウンタ８０８によつ
てカウントされるクロック信号の周波数とカウンタ８１
１によつてカウントされるクロック信号の周波数の比は
Ｒであるのでカウント所要時間ＴｓはＴＳ＝ＴＸＲであ
ることがわかる。

次に、放電開始信号検出器１０より波形整形回路１１に
導かれる信号波形は第６図ｆの如きである。この波形整
形回路１１において整流器５５０，５５１によつて整流
され第６図ｆの正側の信号のみとなる。分割抵抗５５２
でその電圧レベルを設定されサイリスタ５５４のゲート
に接続される。サイリスタ５５４のアノードは抵抗５５
５を通して正電源に接続されカソードは接地されている
ので、ゲートに前記信号が加わるとサイリスタ５５４は
導通状態となりサイリスタ５５４のアノード電位は“゜
０゛レベルとなる。この際抵抗５５５は大きな値てあり
サイリスタ５５４を通過てきる電流は小さいのでサイリ
スタ５５４のゲートに信号が加わらなくなればサイリス
タ５５４は不導通となりサイリスタ５５４のアノードぱ
゜１゛レベルとなる。このようにしてサイリスタ５５４
のアノードに現れる信号はインバータ５６０に接続され
、その信号レベルが反転してインバータ５６０より出力
される。インバータ５６０の出力は次．段の単安定マル
チバイブレータに導かれ、インバータ５６０の出力が゜
゛１゛レベルに立ち上がる時点に同期して時間幅が抵抗
５５７とコンデンサ５５８によつて定まるパルス信号が
発生される。次に模擬低速信号発生回路１２において、
デイ，ジタルカウンタ６０１は発振回路１３の出力ｑを
クロック信号とし、波形整形回路１１の出力ｈをリセッ
ト信号としている。したがつて信号ｈの“゜０゛レベル
への立ち下りによりカウントを開始し、前記時間に相当
する数だけカウントした後カダウンタ６０１の出力ぱ゛
１゛レベルになる。このカウンタ６０１の出力は次段の
単安定マルチバイブレータ回路に接続され、そこでカウ
ンタ６０１の゜“１゛レベルへの立ち上がり時に同期し
て抵抗６０３とコンデンサ６０４で時間幅の定まるパル
ス信号を発生する。発振回路１３は公知の水晶発振回路
を用いており、水晶発振子６５０によつてその発振周波
数が決まる。また分周回路１４において、ディジタルカ
ウンタ７５０は発振回路１３の出力ｑをクロック信号と
し、リセット端子は接地してあるのでリングカウンタと
して動作する。このカウンタ７５０の出力及び入力クロ
ックは切替スイッチ７５１の被選択端子に接続してある
のフで切替スイッチ７５１の可動端子すなわち分周回路
１４の出力は発振回路１３の出力ｑに対して分周比が１
、２、４、８、１６で分周された信号が得られる。次に
、測定開始端子１５が接地されると波形整形回路１６に
おけるインバータ８５１の入・力ぱ゛０゛レベルとなり
出力は“゜１゛レベルとなる。インバータ８５１の次段
は単安定マルチバイブレータ回路であるので、インバー
タ８５１の出力が゛６ｒ゛レベルになる時に同期して時
間幅が抵抗８５３とコンデンサ８５４とで定まりその時
間壺幅の間だけ″Ｆ′レベルであるようなパルス信号を
発生する。次に遅延回路１７において、コンデンサ９０
１抵抗９０２、マルチバイブレータ素子９０３で構成さ
れる単安定マルチバイブレータに、インバータ８５１の
出力が入力されるとインバータ８５１の出力が゛１゛レ
ベルに立ち上がる時に同期して時間幅がコンデンサ９０
１及び抵抗９０２によつて定まり、その時間幅の間だけ
゜“０゛レベルとなるようなパルス信号が出力される。

この信号は次段の単安定マルチバイブレータに導かれ、
この単安定マルチバイブレータにおいてマルチバイブレ
ータ素子９０３の出力がコンデンサ９０１、抵抗９０２
で定まる時間だけ“０゛レベルであつて、再び゛゜１゛
レベルに立ち上つた時に同期して抵抗９０５、コンデン
サ９０６で決まる時間だけ゜゜１゛レベルであるような
パルス信号を出力する。またＲ−Ｓフリップフロップ回
路１８において、ナンドゲート８６２，８６３で構成さ
れるＲＳフリップフロップの各々の入力端子にノアゲー
ト８６０，８６１を各々接続しているので、ノアゲート
８６０の入力のうち少なくとも一つが６“Ｒ２レベルに
なればフリップフロップ１８の出力は“゜１゛レベルに
なりノアゲート８６１の入力のうち少なくとも一つが゛
゜１゛レベルになればフリップフロップ１８の出力は４
６０″レベルになる。次に高電圧発生器駆動回路１９に
おいて、フリップフロップ１８の出力端子が１罐カウン
タ８６４のクロック入力端了ＣＬに接続され、このカウ
ンタ８６４のリセット端子Ｒはカウンタ８６４の出力端
子のうちの端子３に接続されており、出力端子０，１，
２の出力信号がそれぞれ第１０図イ，口，ハに示す波形
である。

そして信号イ，叫ハはそれぞれナンドゲート８６５，８
６６，８６７に入力され、それぞれのナンドゲート８６
５，８６６，８６７の他方の入力は第１０図ｎに示す信
号ｎであるので、ナンドゲート８６５，８６６，８６７
の出力がそれぞれ電流制限用抵抗器８６８，８６９，８
７０を介してトランジスタ８７１，８７２，８７３のベ
ースに加えられると、このトランジスタ８７１，８７２
，８７３のコレクタ信号波形はそれぞれ第１０図Ｐ，Ｐ
２，Ｐ３の様になる。この信号Ｐ，Ｐ２，Ｐ３は各コレ
クタと接地が導通状態の時“０゛レベル、不導通状態の
時を“１゛レベルとして表わしている。そしてそれぞれ
の信号Ｐ，Ｐ２，Ｐ３は駆動端子２０，２１，２２を介
して第９図に示す高電圧発生器の入力端子２２０，２２
１，２２２にそれぞれ入力される。ここで第９図中点火
装置２３５，２３６，２３７は同一のものであるから点
火装置２３５についてのみ説明する。２２３は例えば第
１８図に示す様に入力信号Ｐによつてスイッチングする
パワートランジスタを含むスイッチング回路（通称トラ
ンジスタイグナイタという）、２３３は点火コイル２２
６の一次コイル電流制限用抵抗、２２９は逆流防止用の
ダイオードである。

尚ライン２３２は正電源に接続されている。１，２は前
記放電用電極である。

そこで信号Ｐが４４０゛レベルになると、一次コイル２
２６Ａに電流が流れ、信号Ｐが゜゜１゛レベルになつた
瞬間に二次コイル２２６Ｂの出力端子に負の高電圧が発
生し、ダイオード２２９を介して電極１，２に印加され
放電を開始する。このダイオード２２９は他の点火コイ
ル２２７，２２８で発生した高電圧が点火コイル２２６
の２次コイル２２６Ｂに流れ込まないようにするために
用いられている。第９図における各部の電圧波形を第１
０図二，ホ，へ，トに示してある。尚、本実施例では点
火コイル２２６，２２７，２２８を３個使用した場合に
ついて述べているが、これは３個に限らず２個以上なら
ば何個でもよい。

以上説明したように工夫することにより、本発明装置は
はじめに記した目的を達成することができるものてある
。

次に、出力端子９からの出力信号の取り出し方について
、前述の実施例においてフリップフロップ７からの時間
幅Ｔを持つパルス信号を直接出力信号としていたが、他
の形で出力信号を取り出す実施例について第１１図、第
１２図により説明する。

まず第１１図において、入力端子９５８を第５図中の出
力端子９に接続するここで９５９は単安定マルチバイブ
レータで、端子９５８の入力信号の゜゜１゛レベルへの
立ち上がり時に同期してそのレベルが６′Ｒ５であるワ
ンショットパルスを発生するものであり、９６０は周波
数一電圧（Ｆ−■）コンバータである。９６６は非反転
形直流増幅回路であり、可変抵抗９６２で利得、抵抗９
６３でオフセット電圧を設定する。

９６４，９６５は出力端子である。

これは前記方法によつて放電々極１における放電周期を
定めているので流速ｖと出力端子９に現れる信号の周波
数が比例していることを利用したものである。したがつ
て第１１図に示す回路を出力端子９に接続すれば、出力
端子９６４からは流速■に比例した電圧信号が得られ、
出力端子９６５からは流速Ｖに比例した周波数を持つパ
ルス信号出力が得られる。次に、第１２図に示す回路に
ついて説明する。

９７５はＲＯＭ（リード・オンリー・メモリ）で、入力
端子は前記ディジタルカウンタ８０８の出力端子に接続
されている。

９７６はラッチであり、入力にはＲＯＭ９７５の出力が
加えられる。

ラッチ９７６の出力はＤ−Ａコンバータ９７０に入力さ
れる。９８１は非反転直流増幅器である。

入力端子９８０には第５図中の出力端子９が接続されて
いる。９７９はインバータ、９７７は単安定マルチバイ
ブレータであり、この出力はラッチ）９７６のラッチタ
イミング端子Ｔに入力されている。

したがつてディジタルカウンタ８０８がカウント終了し
た時点でラッチ９７６のラッチタイミング端子Ｔには時
間幅の狭いパルス信号が加えられる。今、カウンタ８０
８のクロック信号には水晶発振器１３の出力信号が用い
られているのでその周波数は安定していると言える。し
たがつてカウンタ８０８力幼ウント完了した時カウンタ
８０８の出力に現れている数値は時間幅Ｔに比例してい
る。これをＴＫとする。そしてＲＯＭ９７５のプログラ
ムをｄ／（入力された数値）としておけばＲＯＭ９７５
出力ｄ／ＴＫは前述したように流速■に比例している。
ＲＯＭ９７５出力は前記カウンタ８０８のカウント完了
と同期してラッチ９７６より出力されＡ−Ｄコンバータ
９７０により電圧信号となり、非反転直流増幅器９８１
を経て出力端子９７４より出力される。尚、可変抵抗９
７２は利得調整用、抵抗９７３はオフセット電圧調整用
てある。以上説明したように出力端子９７４からは流速
Ｖに比例した電圧信号、出力端子９７８からは流速■に
比例したディジタル信号出力が得られる。尚、水晶発振
器１３の周波数ｑをＦｑとすればＴＫ＝Ｆｑ●Ｔである
ので、ＲＯＭ９７５のプログラムをｄ−Ｆｑ／（入力信
号の数値）としておけばＲＯＭ９７５出力■Ｒはとなり
■の数値に等しいディジタル信号出力が出力端子９７８
より得られる。

次に、放電周期決定用の遅延回路について、前述の実施
例ではパルス信号遅延回路８を用いたが、他の実施例に
ついて第１３図、第１４図により説明する。

まずアップダウンカウンタを用いる方法を第１３図に示
す。入力端子９８０は発振回路１３の出力に、入力端子
９８１は分周回路１４の出力に、入力端子９８２は出力
端子９の出力に、入力端子９８３は図示していないリセ
ット回路の出力にそれぞれ接続される。９８４はクロッ
ク信号選択回路で、入力端子９８２に入力される．信号
ｊすなわち第１５図１で示す信号ｊが“１゛レベルの時
は端子９８０に入力される信号ｑを出力し、信号ｊが゜
゜０゛レベルの時は端子９８１に入力される信号を出力
する。

第１５図ｒはクロック信号選択回路９８４の出力信号波
形を示す。９８５はアップダウンカウンタで、アップダ
ウン切替入力端子は端子９８２に接続されているので、
端子９８２が″ｒ゛レベルの時はアップカウントし、４
４０″レベルの時はダウンカウントする。

縦軸方向をカウント値として第１５図ｓに示す。アップ
ダウンカウンタ９８５のリセット入力端子が端子９８３
に接続されているのは電源投入時にカウンタ９８５をリ
セットするためである。カウンタ９８５のキヤリアウト
出力端子は出力端子９８６及びオア−ゲート９８７に入
力されている。次にその動作を説明する。端子９８２が
゜゜１゛レベルになるとカウンタ９８５は端子９８０よ
り入力される発振信号であるクロックをアツプカウｌン
トする。次に端子９８２が６４０″レベルになると端子
９８１より入力される分周信号であるクロック信号をダ
ウンカウントする。そして先にアップカウントしたパル
ス数と同数のパルス数をダウンカウントするとカウンタ
計数値は「０」となり・カウンタ９８５のキヤリアウト
出力は６６ｒ”レベルとなる。このカウンタ９８５のキ
ヤリアウト出力は一方でオアゲート９８７の入力の一方
に接続され、カウンタ９８５のキヤリアウト出力が゜゜
１゛レベルとなつた時端子９８１に加えられる”ダウン
カウント用のクロック信号のカウンタ９８５への通過を
阻止しダウンカウントを停止させる。また一方では出力
端子９８６に接続されて出力する。出力端子９８６に現
れる信号は第１５図ｕに表わされるが、その性質、用途
は第６図ｍと同じであり第１５図ｕの信号を第６図ｍの
信号ｍとして用いれば第１３図に示す回路は第５図のパ
ルス信号遅延回路８と同様に機能する。次に、第１４図
に示す回路はパルス信号遅延回路８の機能をアナログ方
式で行なわせるものである。

入力端子８７０は出力端子９に接続される。８７２はイ
ンバータ、８７１，８７３はアナログスイッチで、それ
ぞれ制御入力端子８７１−１，８７３−１が゜゜１゛レ
ベルになつた時２線間が導通状態となり“０゛レベルの
時非導通となる。

８７６はミラー積分回路、８７３は比較回路である。

端子８７０に第１５図ｊに示す信号ｊが入力されると時
間幅Ｔの区間は“゜１゛レベルなのでアナログスイッチ
８７１は導通し、アナログスイッチ８７３は非導通であ
るからミラー積分回路８７６のコンデンサに正電源より
アナログスイッチ８７１→抵抗８７４の経路によつて充
電が行なわれる。そして信号ｊが“゜０゛レベルになる
とアナログスイッチ８７３が導通するので、ミラー積分
回路８７６のコンデンサに充電された電荷は抵抗８７５
→アナログスイッチ８７３→負電源の経路で放電される
。したがつて第１５図ｖに示す充放電波形が回路８７６
より出力され比較回路８７８に入力され、このアナログ
比較回路の一方の入力は接地してあるので、第１５図ｖ
が接地電位以下になると出力端子８７９に第１５図ｕと
同様な信号が出力される。以下前記ｕと同様である。こ
の場合にはＴ／′ＹＳ＝抵抗８７４の抵抗値／抵抗８７
５の抵抗値の関係を利用してＴ／ＴＳを定める。尚、第
１４図の回路を用いた場合は第５図につい４てパルス信
号遅延回路８の他に分周回路１４も不要である。またミ
ラー積分回路８７６内の差動増幅器には正負両電極が供
給されている。次に、高電圧発生装置について、前記し
た実施例ては最高放電周波数を大きくするために複数個
の点火コイル２２６，２２７，２２８を用いそれらを次
々に動作させているが、点火コイルの使用数をできるだ
け少なくして、しかも最高放電周波数を大きくできる他
の具体例について説明する。

これは第９図において点火装置２３５，２３６，２３７
の変更てあるが、変更内容はそれぞれ同じなので点火装
置２３５についてのみ説明する。第１６図は点火装置２
３５を変更した一実施例を示している。ライン２３２は
スイッチング回路２２３の駆動用の電源に接続されてお
り、ライン２３８は定電流電源に接続されている。第９
図中の点火装置２３５の場合スイッチング回路２２３が
導通状態になると点火コイル２２６の１次コイル２２６
Ａの電流は第１７図ワの如くなる。ここて飽和時間Ｔ１
は抵抗器２３３と１次コイル２２６Ａのインダクタンス
によつて決まる。前述したようにこの時間Ｔ１が最高放
電周波数を制限する要因であるからこれを短かくすれば
よい。そこで第１６図の回路においてライン２３８を高
電圧電源に接続すれば、点火コイル２２６の１次コイル
２２６Ａに流れる電流は第」７図力の破線の如くなる。
その時、その電源の出力電流を制限してやれば第１７図
力の実線のような波形の電流が得られる。第１７図力に
おいて、電流が所定の値まで飽和するまでの時ｉ？ＩＴ
ＴＭは飽和時間Ｔ１に比べて短かくなり、第１７図ワに
おける時間Ｔ１を短縮したのと同等の効果が得られる。
この際定電流電源はそれぞれの点火コイルについて１台
ずつ必要である。以上述べたように本発明装置において
は、高電圧を発生する複数個の手段を有し指令に応じて
前記複数個の各手段を順次動作させて高電圧を発生する
と共に、前記複数個の手段から１個が高電圧発生のため
に動作させられている間に、前記複数個の手段のうち少
なくとも他の１個に高電圧発生のためのエネルギーを蓄
えさせる高電圧発生装置と、この高電圧発生装置からの
高電圧の印加を受ける一対の放電用の電極と、この一対
の電極に対して被測定流体の流れ方向の下流側に配置さ
れ前記一対の電極間の放電によつて生ずるイオン群を捕
獲するイオン電流検出用電極と、前記イオン群の捕獲状
態により前記被測定流体の流速を検出すると共に、この
流速に応じて前記指令を出して前記高電圧発生装置に備
えられた前記複数個の各手段を順次動作させ、前記一対
の電極間に印加される前記高電圧の発生周期及び印加時
間を制御して、前記一対の電極間に生じる放電の発生周
期及び放電持続時間を変化させる制御装置とを備えて気
体等の流速測定を行うことにより次に列記する優れた効
果を有する。

１三針ギャップ法の採用により、 （イ）測定部（センサ）の構造が簡単である。

（ロ）広い温度範囲において測定が可能である。（ハ）
取付が簡単である。（ニ）気体の密度補正、温度補正が
不要であり、 キャリブレーション（調整）が容易であ
る。

２火花放電の持続時間及び周期を流速に応じて変化させ
ることにより、（イ）低速から高速まで広い流速範囲の
測定が可能である。

（ロ）特に高速側で測定時間々隔を小さくでき る。

３ とりわけ、高電圧を発生する複数個の各手段を指令
に応じて順次作動させると共に、この複数個の手段の１
個が高電圧発生のために作動させられている間に、この
複数個の手段のうち少なくとも他の１個に高電圧発生の
ためのエネルギーを蓄えさせることにより、（イ）高周
波数での放電が確実になり、高速流体の流速測定精度が
よソー層向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ１第１図ｂは本発明に係る三針ギャップ法によ
る流速測定方法の原理を説明するための構成図、および
信号波形図、第２図は本発明になる流速測定装置の基本
構成を示すブロック図、第３図ａ１第３図ｂは電極から
成るセンサ本体の一部断面正面図、および側面図、第４
図は本発明装置の一実施例を示すブロック図、第５図は
第４図図示ブロックの詳細回路を示す電気結線図、第６
図は本発明装置の作動説明に供する信号波形図、第７図
は本発明を説明するために用いた高電圧発生器の基本回
路を示す電気結線図、第８図は第７図図示回路の作動説
明に供する信号波形図、第９図は本発明に係る高電圧発
生器の一実施例を示す電気結線図、第１０図は本発明装
置の作動説明に供する信号波形図、第１１図乃至第１４
図は本発明装置の他の実施例を示す電気結線図、第１５
図は本発明装置の他の実施例の作動説明に供する信号波
形図、第１６図、第１７図は高電圧発生器の他の実施例
を示す電気結線図、およびその作動説明図、第１８図は
本発明装置におけるスイッチング回路の一例を示す電気
結線図てある。 １，２・・・・・・放電用電極、３・・・・・・イオン
電流検出用電極をなす捕獲電極、Ｆ，Ｇ・・・・・・制
御装置をなすパルス信号発生装置、高電圧発生制御装置
、Ｈ・・・高電圧発生装置、２３５，２３６，２３７・
・・・・・高電圧を発生する手段をなす点火装置。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 高電圧を発生する複数個の手段を有し指令に応じて
   前記複数個の各手段を順次動作させて高電圧を発生する
   と共に、前記複数個の手段のうち１個が高電圧発生のた
   めに動作させられている間に、前記複数個の手段のうち
   少なくとも他の１個に高電圧発生のためエネルギーを蓄
   えさせる高電圧発生装置と、この高電圧発生装置からの
   高電圧の印加を受ける一対の放電用の電極と、この一対
   の電極に対して被測定流体の流れ方向の下流側に配置さ
   れ前記一対の電極間の放電によつて生ずるイオン群を捕
   獲するイオン電流検出用電極と、前記イオン群の捕獲状
   態により前記被測定流体の流速を検出すると共に、この
   流速に応じて前記指令を出して前記高電圧発生装置に備
   えられた前記複数個の各手段を順次動作させ、前記一対
   の電極間に印加される前記高電圧の発生周期及び印加時
   間を制御して、前記一対の電極間に生じる放電の発生周
   期及び放電持続時間を変化させる制御装置とを備えるこ
   とを特徴とする流速測定装置。