JPS6048518A - 空燃比センサ用ヒ−タ温度制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、自動車用ガンリンエンジンの制御に用いられ
る空燃比センサの温度制御回路に係り、特に厚膜プロセ
スによるヒータを備えた空燃比センサに適したヒータの
温度制御回路に関する。

〔発明の背景〕

自動車用エンジンは、排ガス規制が厳しく、そのため混
合気中の空気量に対する燃料量の比、いわゆる空燃比を
常に適正に制御した状態での運転を要する。

このため、琲ガスの成分を検出し、これに応じて混合気
の空燃比を制御するようＫした空燃比フィードバック制
御が広く用いられるようになってきた。

、ところで、このような空燃比フィードバック制御のた
めに必要な空燃比センサとしては、従来から、理論空燃
比付近でステップ状の検出信号を与えるセンサ、いわゆ
る０２センサが主として使用されていたが、近年、空燃
比のり一ン領域で酸素濃度にほぼ比例した検出（，４号
が得られる空燃比センサ、いわゆるリーンセン丈が用い
られるようになりできた。

そして、このようなリーンセ／すにも種々の方式のもの
が提案されているが、現在までのところ、〜・ずれの方
式のものにおいても、センサ特性に大きな温度依存性が
あり、特にかなり高温度に達するまではセンサ機能が発
揮されないという性質があるため、使用に際しては一定
の高温度に保つ必要があり、実用−ヒからは加熱用のヒ
ータが不可欠である。

このようなリーンセンサの一例を第１図に示す。

この第１図に示したセンナは、単孔拡散方式と呼ばれる
もので、主として厚膜プロセスにより製作され、図にお
いて、１はジルコニア固体′［Ｋ　Ｎｌ質からなる本体
、２，３は白金′電極、４はヒータ、５はセラミックな
どによる絶縁層、６は拡散孔、７は拡散室である。

本体１を７００℃以上の高温に保ち、白金電極２と３の
間に所定の極性の直流電圧を加えると、拡散室７内の酸
素が白金電極２でイオン化され、これが電極２と３の間
の電界によって本体１の中を移動し、白金電極３にまで
移送され、ここで中性化されて外部に放出される。これ
は、いわゆる酸素ポンプ現象と呼ばれ、この結果、拡散
室７内の酸素濃度は時間と共に減少してゆ（。

そこで、このセンサ全体を、酸素濃度を測定すべぎ排ガ
ス中にさらしてやれば、記者ポンプ現象により拡散室７
内の竣工（−濃度が低下する知つれて拡散孔６から排ガ
ス中の酸素が拡散室７の中に拡散してくる。

一方、このとき、白金電極２，３０間を流れる電流は、
拡散室７から供給される酸素イオンの量に対応する。

従って、酸素ポンプ現象によって拡散室７から外部に運
ばれる酸素の−ｍ（と、拡散孔６を通って排ガス中から
拡散室７円に供給される酸素の量が平衝した状態で白金
冠面２，３間を流れる電流が決まり、このとき、拡散孔
６０条件は一定なので、排ガス中から拡散室７の中に単
位時間当り供給される酸素の量は排ガスｑコの酸素濃度
で決まるから、結局、白金ｒに極２，３間の電流によっ
て排ガス中の酸素濃度を検出することができるのである
。

そして、このとき、白金電極２，３間の電圧を所定の一
定条件に泥ったままの状態でこれら電極間に流れる電流
を限界電流■、ｔと呼び、とのＩｐｔと排ガス中のａｌ
　Ｘ　ｒｉＪ　Ｌ　Ｐ　Ｏ！との関係は次の（り式で表
わせる。

ここで、Ｆはファラデイ一定数、Ｄはガス拡散定数、Ｓ
は拡散孔６の横断面積、ｔはその長さ、セして′ｒは絶
対温度である。

また、第２図は限界電流■μとｒ）素（パ漣度ＰＯ２と
σ−〕＋５係を示す特性図である。

これら（り式及び第２図から明らかなように、このリー
ンセンナ゛の検出付性には温度依存性があり、かつ動作
に必要な温度も７００℃以上であることが判る３、 そこで、このよりなリーンセンナを使用するためには、
７００℃以上の一定の高温に保った状態で動作させる必
要があり、そのため、従来から、電熱し一タによる力１
ｊ熱が主として使用されており、これが第１図のヒータ
４である。

ところで、このとき、上述の説明からも明らかなように
、ヒータ４による加熱温度が７００℃以上の一定の温度
になるように制御する必要があり、このため、従来から
主として採用されている温度ある。

この第３図の回路は、ヒータ４として使用される白金な
どの抵り′Ｃ体に存在する第４図に示すような温度依存
性を利用し、ヒータ４に供給している加熱用電流によっ
てこのヒータ４に生じる電圧降下をｇ＋＋＋定し、その
抵抗が當に一定になるように、上記加熱用’）Ｗ＋ｊｉ
ｔの大きさを制ｆｉｉｌｌすることによって一定の加熱
温度が得られるようにしたもので、このために抵抗ブリ
ッジを用いているためブリッジ回路方式とも呼ばれてお
り、図において、１０はパワートランジスタ、１１，１
２．１３は抵抗、１４は差動増幅器であり、ヒータ４は
第１図に示したとおりである。

ヒータ４と抵抗１１、それに抵抗１２と１３はブリッジ
回路を構成し、パワートランジスタ１０を介して電源か
ら電流が供給される。そして、このときのブリッジ回路
に発生する不平衡電圧は差動増幅器１４に入力され、こ
の差動増幅器工４の出力でパワートランジスタ１０が制
御され、ブリッジ回路に供給される電流の大きさが制御
される。

次に、この回路の動作について説明する。

まず、温度制御すべき目標温度Ｔ０を定め、この温度Ｔ
０におけるヒータ４の抵抗値ＲＨｅを第４図の特性によ
ってめる。

ついで、抵抗１１，１２．１３の抵抗値をそれぞれＲ１
１？　Ｒ，１１Ｎ（１１とし、ブリッジ回路の平衡条件
である（Ｒ□。・”ｕ　）　＝　（Ｒｕ・Ｒ１３）が満
足されるように、これらの抵抗値へ、、　Ｉ（１２，Ｒ
１，を定めてお（。

なお、このとき、これらの抵抗１１，１２，１３はその
抵抗値についてほとんど温度依存性をもたないか、或い
は温度依存性があっても便く僅かであるようにする必要
がある。

この結果、差動増幅器１４の十入力と一人力の間の差電
圧の大きさはヒータ４の抵抗値、つまりその温度で定ま
り、ヒータ４の温度が目標温度Ｔ０より低いときには差
動増幅器１４の出力が十になってトランジスタ１０はブ
リッジ回路に大きな電流を流し、ヒータ４の電流を増加
させその発熱量を多くする。そして、ヒータ４の温度が
目標温度Ｔ、に近ずくに従ってヒータ４の′ｌ′！流は
減少し、差動増幅器１４の増幅度などで決まる残留偏差
以内でヒータ４の温度は目標温度Ｔ０に一定に保たれる
ことになる。

従って、この第３図に示した回路を第１図のリーンセン
サに適用すれば、ヒータ４によりリーンセンサは所定の
温度、例えば９００℃に一定に保たれ、リーンセンサと
しての機能を充分に発揮できることになる。

そして、この第３図に示したような、ヒータ４の温度依
存性により温度制御を行なう方式の回路は、部品点数が
少なく回路構成が簡単で、しかも実用上充分な温度制御
特性が得られるため、従来から広く用いられていた。

しかしながら、この従来の＠度制御回路においては、ヒ
ータの温度が低いときには、とのヒータに流れる電流が
多（なるように動作するため、電源投入時に大きな突入
電流が第５図に示すようにヒータに流れ、ヒータの劣化
や断線をもたらし、リーンセンサの耐用期間を短かくし
てしようという欠点があった。

特に、リーンセンサでは動作温度が高く、常温と動作温
度との間でのヒータの抵抗液ｆＢが大きくなっているた
め、上記の抜入電流の最大値が大きくなり易く、ヒータ
の劣化や〜ｒ＝ｘの虞れが著しい。

また、このようなり一ンｔンサは、第１図で説明したよ
うに厚膜プロセスによるものが多く、このときには、こ
れも第１図で説’ｆＪ　Ｌ、たようにヒータ４も厚膜プ
ロセスによ１ノ一本に形成される場合がほとんどである
が、このような厚膜プロセスによるヒータは、極（薄い
白金膜として形成されるため、突入電流があると劣化や
断念を生じる外、サーマル・ラン（発熱導体膜に局部的
な温度上昇を生じると、その部分の抵抗値が増加するた
め、そこに加熱′重力の集中をもたらし、加速度的な温
度上昇を生じて断線にいたる現象）を生じ易いため、上
記の突入電流による影響が特に著しい。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、＊源
投入時などに生じる突入電流の発生を防止し、ヒータの
劣化や断線の虞れをな（すことができるリーンセンサの
ための温度制御特性を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するため、本発明は、ヒータの電圧降下
と比較してヒータに流ず電流を制御するための基準電圧
が、電源投入時に所定の時定数をもって立ち上ってゆく
ようにした点を特徴とする１、〔発明の実施例〕 以下、本発明による空燃比センサ用ヒータ温度制御回路
を、図示の実施例によって詳細に説明する。

第６図は本発明の一実施例で、崗において、１５は電源
端子、１６は制御用トランジスタ、１７゜】８は電流制
限用の抵抗、１９は時定数回路用の抵抗、２０は時定数
回路用のコンデンサ、２工は′工荷放電用のダイオード
であり、ヒータ４、パワートランジスタ１０、抵抗１１
〜１３、差Ｆ９増幅器１４は第３図の従来例と同じであ
る。

次１で、この実施例の動作について説明する。

第３図の従来例と同採に、ヒータ４の抵抗値をＲ１０，
抵抗１１，１２，１３の抵抗値をＲ，１，Ｒ，□、Ｒ１
３とし、さらに差動増幅器１４の一人力の電圧をＶ）十
入力の電圧をＶ＋とすわば、これらの電圧Ｖ、Ｖ＋。

すなわちブリッジ回路の出力電圧は次のようになる。

Ｖ　＝Ｅ　−ｆ’、、、／（Ｒ，□　＋Ｒ１□　）・・
・・・・（すＶ＋＝　Ｅ　−ｋｇ、／’　（Ｒ，，２＋
　Ｒ，３）−−・・（りここで、Ｅはパワートランジス
タ１０のエミッタ電圧、つまりブリッジ回路に印加され
る電圧である。

一方、差動増幅器Ｅ４の安定条件はＶ−＝けで、これは
ブリッジ回’ａ’：’ｔの平衡条件でもあり、これと（
す、（り式からブリッジ回路の平衡条件は次のようにな
る。

そして、この（り式からブリッジ回路の平衡条件である
（　Ｒ，エ　・１ら２）＝（Ｒ，□　・”＋３　）が導
き出される。

しかして、この条件が満足、されるのは、既に説明した
ように、ヒータ４の温度が目標温度′Ｉ゛。になって、
ヒータ４の抵抗値Ｈ＞＋／：”　”’［０になったとき
だけとなっている。

従って、パワートランジスタ１０は差動増幅器１４の出
力によって制御され、ブリッジ回路の入力電圧Ｅを変化
させ、ヒータ４に流れる電流を制御してその抵抗値Ｒユ
がＲ，、、になるように、即ち、その温度が目標温度Ｔ
。になるように動作し、温度制御機能が得られる。なお
、以上の動作は第３図の従来例と同じであり、結局、こ
の回路は、電圧けを基準電圧とし、それに対して電圧■
−２即ちヒータ４の電圧降下を比較し、両者を一致させ
るようにすることで温Ｊ仄制岬太能を得ていることにな
る。

ところで、このままでは、第３図の従来例と同様に、電
源投入時などにヒータ４に突入電流がｂＩＬれてしまう
ことになるが、この実施υりではｉａ！Ｉ　何月のトラ
ンジスタ１６を中心として抵抗１９とコンデンサ２０な
どが設しナーごあり、これにより′１ｄ源投大投入どで
の突入型６１Ｅは効果的に抑圧されているが、以下、こ
の点について説明する。

制御用のトランジスタ１６のベースは抵抗１８を介して
コンデンサ２０に接続され、このコンデンサ２０はさら
に抵抗１９を介してｔｔＥ　４ス・端子１５に接続され
ている。

そこで、いま、’ｉｊｉ源が役人され、電源端子１５に
電諒屯圧が印加さ（ｔたとすると、コンデンサ２゜は抵
抗１９を介して’４Ｌ源端子１５から光！Ｅされ始め、
コンデンサ２０の端子こ圧ＶＣはこのコンデンサ２０の
静ｔ■到＃　Ｃ２（４と抵抗Ｊ９の抵抗値へ、とで決ま
る時定数τにしたがって零から電源１江圧まで立ち上っ
てゆく。そして、このコンデンサ２゜は抵抗１８を介し
てトランジスタ１６のベースに接続されているから、こ
のトランジスタ１６のベース電圧もコンデンサ２０の端
子電圧■。に追従して変化する。

一方、上記のように電源が投入され、電源端子１５に電
源電圧が印加されたとき、ヒータ４の温度が目標温度Ｔ
０より低かったとすれば、ヒータ４の抵抗値ＲＢが目徐
温反における値ＲＨ０より低いため、ブリッジ回路は不
平衡になり、その出力電圧Ｖ−とけに差を生じ、差動増
都器１４とパワートランジスタ１０の働きによりブリッ
ジ回路の入力電圧Ｅが大きくされ、ヒータ４に大きな電
流を流し、ヒータ４の温度を上げてその抵抗値を増加さ
せ、これにより４圧Ｖ−を電圧Ｖ＋にまで上昇させて両
者を一枚させるようにする。

従って、このとき、ヒータ４の温度が常温付近の低い温
度にあったとすれば、上述のように大きな突入電流がと
のヒータ４に流れ、断線などを生じてしまうことになる
。

しかしながら、この実施例では、ブリッジ回路１３と並
列に制御用のトランジスタ１６のエミッタ畢コレクタ間
が接続され、このトシンジスタ１６のベース・コレクタ
間にはコンデンサ２０の端子電圧ｖｃが印加されるよう
になっており、このため、電圧■＋はトランジスタ１６
が導通状態にある間はそのベース電位に追従して変化さ
せられてしまうようＫなっている。

そして、このトランジスタ１６のベース電位は、上述の
とおりコンデンサ２０の端子電圧Ｖ。に追従して変化す
るから、結局、この実施例では、電源投入時にはブリッ
ジ回路の出力電圧いは最初零電位にあり、その後、コン
デンサ２０が抵抗１９を通じて充電され、時定数τに従
って端子電圧ＶＣが上昇してゆ（につれ、それに追従し
て変化してゆくこと釦なり、この電圧けの零からの上昇
変化に追従して電圧Ｖ−を一致させるように差動増幅器
１４とパワートランジスタ１０が動作するため、ヒータ
４に流れる電流も、電源投入後、零から時定数τに従っ
て増加してゆくことになり、突入電流を生じるのが効果
的ＶＣＣ正圧きることになる。

こうして、電源投入後、時定数τで決まる所定の時間が
経過すると、コンデンサ２０の端子電圧ｖｃはほとんと
電源電圧にまで達し、この結果、電圧曾　より電圧ＶＣ
の方が高くなるとトランジスタ１６０ベース・エミッタ
間は逆バイアス状態となり、以後、電源が切られるまで
このトランジスタ１６は非導通状態に保たれる。ので、
温度制御回路としての動作には全（影響を与えなくなり
、ヒータ４の温度を目標値Ｔ、に保つだめの制御精度や
応答特性など温度制御回路としての機能に悪影響を与え
ることはない。

なお、以上において、抵抗１７．１８はそれぞれパワー
トランジスタ１０と制御用のトランジスタ１６のベース
電流制御用で、動作を安定にするために設けたものにす
ぎず、以上の動作とは特に関係はない。

次に、ダイオード２１０機能について説明する。

以上の説明から明らかなように、この実施例では電源投
入時、コンデンサ２０の電荷が零で、その端子電圧■。

が零になっていることを要する。

しかしながら、一旦、電源が投入され、所定時間が経過
した後ではコンデンサ２０はフタチャージの状態にあり
、その端子′電圧Ｖｃもほぼ電源の’ｉｆｌ圧にまで達
している。しかして、この状態−Ｃ−＆エトランラスタ
１６は非導通であり、従って夕°イオード２１が無かっ
たとすれば、電源を切ったあと、コンデン？２０に対す
る低インピーダンスの放電路がないことになり、電源を
切ったあと、短−・期間しかおかないで再び電源を投入
した場合に（ま、コンデンサ２０の端子電圧Ｖ、が零に
なって℃・な〜・ことがあり、上記した時定数動作が得
られなくなって突入電流の抑圧を充分に行なうことがで
きなくなってしまう虞れを生じる。

そこで、ダイオード２１を図示の極性で抵抗１９と並列
に接続し、電源を切ったとぎ、このダイオード２１によ
ってコンデンサ２０に対する低インピーダンスの放電回
路を与え、電源を切ったあと速やかにコンデンサ２０の
電荷を放電させ、その端子電圧■、を零に戻すようにし
ているのである。

なお、このときのダイオード２１で形成されるコンデン
サ２０の放電路は、オン状態にあるパワートランジスタ
１０と抵抗１１〜１３、それにヒータ４からなる回路で
も形成されるが、電源端子１５に並列に接経されている
他の負荷回路によって形成されるようにしてもよい。

第７図に、この実施例によって得られるヒータ４の温度
上昇特性を示す。ｉｒ、７６、比較のために第３図の従
来例の特性を破線で示しである。

この第７図から明らかなように、第６図の実施例によれ
ば、電源投入時での医大電流が抑えられてヒータの劣化
や断線を少くすることができるだげではなく、ヒータの
温度上昇特性を緩るやかにでき、この面でのヒータの劣
化や断線の発生を少くすることができる。

そして、この実）１例（でよれば、突入電流が抑えられ
た結果、パワートランジスタ１０やブリッジ回路の抵抗
１１などの発熱も少くすることができ、これらの小容量
化や小形化が可能で、コストも低減できるなどの効果を
得ることができる。

次に、第８図に本発明の他の一実施例金示す。

この実施例は、ヒータ４に供給する′ｌｔ流を制御する
ために周期的にオン・オフするスイッチング素子を用い
、このスイッチング７子のオン時間とオフ時間との比を
変えるようにした、いわゆるパルス制御方式の温度制御
回路に本発明に適用したもので、第８図において、１０
０はヒータ４に加熱電流を供給するための定′ε流電源
、１１０はヒータ４に流れる′混流をオン・オフするス
イッチング素子、１．２０はヒータ４の電圧を検出する
ためのスイッチングム子、１．３０はスイッチング素子
１２０で取り出したヒータ４の電圧を所定の期間にわた
って保持するためのコンデンサ、　１４０．　１５０．
　１６０は抵抗、１７０はコンデンサ、１８０は差動増
幅器、１９０は比較器、２００はのこぎり波発生回路で
あり、その他は第６図の実施例と同じである。なお、破
線内の回路を除けば、」二記したパルス制御方式の温度
制御回路となり、この回路は例えば特公昭５２−８９９
９９号公報、特公昭５６−６５０４号公報などで公知の
ものである。

次に、この実施例の動作について説明する。

既に説明したように、制御目標温度Ｔ０が決まれば、そ
の温度におけるヒータ４の抵抗値ＲＨＤが判り、さらに
定電流ば源１００からピータ４に供給される電流が定電
？＆乙４であることから、ヒータ４の端子電圧ｖＨを検
出すればヒータ４の温ｄが目標温度Ｔ０より高いか低い
かを検知できる。

一方、このときの目標温度、に対する制御の基準となる
ａ圧けは抵抗１５０と１６０によって分圧して作られて
いる。

そこで、ヒータ４からスイッチング素子１２０とコンデ
ンサ１３０で取り出された（ＪＪ圧■８　は抵抗１４０
とコンデンサ１７０を有する差動増幅器１８０の一入力
端に供給された上で積分され、その十入力端に印加され
ている基準電圧ぜ　と比較され、両者の電位差に見合っ
た出力電圧Ｖ０となる。従って、との差動増幅器１８０
の出力電圧■。は、電圧Ｖ、、！、Ｖ＋との差が大きく
なればなる程大きくなる電圧となる。

との差動増幅器１８０の出力電圧Ｖ、は比較器１９０の
一方の入力に供給され、その他方の入力にのこぎり波発
生回路２００から供給されているのこぎり波信号鳳と比
較され、比較信号Ｓが比較器２００から出力される。こ
のときの信号Ｓと職、それに電圧■。との関係は第９図
に示すようになる。

即ち、ｖ０ン鳳−８＝甲、Ｖｏ＜鳳→Ｓ＝＝’σ′とな
る。

この信号Ｓはスイッチング素子１１０と１２０に供給さ
れ、レベル−１′ｌのときだけこれらのスイッチング素
子１１０．　１２０をオンにし、レベル１０“ではオフ
するようにこれらの素子を駆動する。従って、ヒータ４
に流れる直流ｒＩｌは、第９図に示すよう（で、信号Ｓ
がレベル甲にあるＴ１期間だけ定電流電源・１００によ
る定電流ＩＩＩ　’１１になり、信号Ｓがレベル％ＱＷ
になっている（Ｔ、−Ｔ１）期間には零になる矩形波制
御することができることになる。そして、この信号Ｓの
デユーティ比は第９図から明らかなように、電圧■−と
け　との差電圧を表わす出カ′亀圧■。によって制御さ
れているから、結局、ヒータ４に流れる電流Ｉ□ば、こ
のヒータ４の温度が目標温度Ｔ、より低いときには大き
く、そしてそれが上昇して目標温度Ｔ０に近ずくに従っ
て減少し、目標温度Ｔ、に一致したときには零になるよ
うに制御され、温度制御機能が得られることになる。

なお、このとき、第９図の期間′ｒ０．つまりスイッチ
ング素子１１０．　１２００オン・オフ周期を決める期
間の長さは、ヒータ４の熱容麗時定赦に比して充分に短
くなるように定め、電流■８の矩形波状変化によっても
ヒータ４による力Ｄｌｈ温度が脈動しないようにする必
要がある。

また、ヒータ４に現われる電圧４も、電流ＩＩｆの変化
に対応して矩形波状に変化するから、スイッチング素子
１２０とコンデンサ１３０とによってヒータ４の電圧４
をサンプルホールドして検出するようになっているので
ある。

さて、このパルス制御方式の温度制御回路においても、
ヒータ４の温度が目標温度Ｔ、よりはるかに低い状態に
ある電源投入時には、ヒータ４の電圧ｖｔ基準電圧け　
との差が極端に大きくなるため、差動増幅器１８０の出
力電圧ｖ０も充分に大きくなり、この結果、比較器１９
０の出力信号Ｓのデユーティ比は１００％になってヒー
タ４は７；コ、速に加熱され、ヒー、夕の劣化や断線の
虞れを生じる。

そこで、この′ｆ：励例でも、制御１１１１用のトラン
ジスタ１６．抵抗１Ｂ、１９．それにコンデンサ２０を
設け、これにより恭【ｉａ　’ｉ、ｊ圧Ｖ）　の立ち上
りに所定の時定数τを与え、電源投入時でのヒータ４の
加熱λπ度を抑えるようにしてあり、この結果、ヒータ
４の劣化や所蔵を防止することができるようにしである
。なお、この回路の、曲伸は第６図の実７７ｍ例の場合
と同じであるから、その詳しい説明は省略する。

第１０図はこの実施例の動作を従来例の動作と比較して
示したもので、４源投入後、破線で示した従来例では直
ちにデユーティ比が１００％になり、しばらくこの状態
が、読（が、実入覗で示す本発明の実施例では、′８源
投入時からゆっくりとデユーティ比が増加してゆき、そ
のまま定常状態に移行し、ヒータ４が急激に加φ、・＾
されて劣化や斯ｉθをもたらす結果をひきおこす虞れが
ない。

この第８図に示した実施例によれば、ヒータ電流制御用
のパワートランジスタによる電力損失をなくすことがで
きるというパルスｊｉＩＩＪ御方式の特長を充分に活用
しながら、電源のオン・オフに伴なうヒータの劣化や断
線の発生を確実に防止することができる。

なお、以上の実施例では、厚膜プロセスによる空燃比セ
ンサについて説明したが、電源投入時での突入電流によ
る悪影響はどのようなヒータについてもいえるものであ
るから、本発明は厚膜プロセスによるリーンセンサに限
らず、ヒータを備えたものならどのような形式の空燃比
センサにも適用でき、必要な作用効果を発揮さぜること
かできるものであることはいうまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、電源投入時に発
生する突入電流を効果的に抑えることができるから、厚
膜プロセスによる空燃比センサなどにおけるヒータの劣
化やＭｌの発生の虞れをなくすことができ、空燃比セン
サの耐用期間を充分に長くしてランニングコストを少く
することカーＩＪ丁能な借燃比センサ用ヒータ温度制御
ｌｌ　１回’ｒＢをイ享易に提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はヒータを備えた空燃比センサの一例を示す側１
新面図、第２図はその温度依存性を示す％性図、第３図
はヒータ温度１ｉｊｌＪ御回路の従来例を示す回路図、
第４図はヒ一りの抵抗温度依存性を示す特性図、第５図
は突入１流の一例を示す特性図、第６図は本発明による
空愁比センサ用ヒーク温度制御回路の一実施例を示す回
路図、第７１］まその効果を説明する特性図、第８図は
本発明の他の一実施例を示す回路図、第９図はその動作
説明用の波形図、第１０図は効果説明１０の特性図であ
る。 ４・・・・・・ヒータ、１０・・・・・／くワートラン
ジスタ、１１〜１３・・・・・・ブリッジ回路用の抵抗
、１４・・・・・・差動増幅器、１６・・・・・制御用
トランジスタ、１９・・・・・時定数回路用の抵抗、２
０・・・・・時定数回路用第１図 第２図 や　第３図 第４図 ヌ嘉に度　Ｔ　（’Ｃ） 第７図 を諜糧入　門　閉　を 吟魚 第９図 第１Ｏ図 第１頁の続き ■発明者鈴木　敏孝 ＠発明者佐藤　信夫 日立市幸町３丁目１番１号　株式会社日立製作所日立研
究所内 日立市幸町３丁目１番１号　株式会社日立製作所日立研
究所内

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　ヒータの電圧降下と基準電圧との差電圧に応じて
   上記ヒータに供給している加熱電流を制御する方式のヒ
   ータ温度制御回路において、電源電圧投入により動作開
   始する時定数回路を投げ、上記基準電圧が電源電圧投入
   後、所定の遅れ時間をもって所定値に立上るように構成
   したことを特徴とする空燃比センサ用ヒータ温度制御回
   路。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記ヒータに供給
   している加熱電流の制御が、スイッチング動作のオンと
   オフのデユーティ比の制御で遂行されるように構成され
   ていることを特徴とする空燃比セ／す用ヒータ温度制御
   回路。