JPS6055771A - 波形等化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は、例えばビデオ信号の波形処理を行う波形等化
回路に関する。 ｆ景技術とその問題点 波形等化回路の一例として以上のようなゴースト除去装
置が提案され°ζいる。例えば第１図におい′Ｃ、アン
テナ（■肋・らの信号がナユーナ（２）、映像中間周波
増幅器（３）を通し′で映像検波回路（４）ムこイハ給
され、ビデオ信号が検波される。このビデオ（ｒ３号が
先行ゴーストの除去期間に対応する遅延回路（５）を介
して合成器（６）に供給されると共に、後述するトラン
スバーサルフィルタからのゴーストをＪＡ　Ｉｕした打
消用信号がこの合成器（６）にｆｌ給され°（、ごの合
成器（６）からゴーストの除去されたビデオ信号が出力
端子（７）に取り出される。 さらに映像検波回路（４）から得られるビデオ信号がト
ランスバーサルフィルタを構成する遅延回路（８）に供
給される。この遅延回路（８）は、サンプリング周期（
例えば１０　（ｎｓ）　）を単イ）シとする遅延ＩＪ！
素が複数段（ｎ　（＋＃　）接続され′ζ先行ゴースト
除去期間と等しい遅延時間とされると共に、各段間から
ｎ　ｌＩ＆ｉのタップが導出されたものである。この各
タップからの信号がそれぞれ乗算器°ζ構成された市み
付は回１／Ｊｌ（９ｔ）、（９２）　・・・　（９ｎ）
にイ」（給される。 さらにｉ！１！ｔ１４回路（８）の終端からの信号がモ
ードスイッチ００１の醋１子（ｌｏｉに供給され、また
合成器（６）の出力信号がスイッチ叫の端子（１（ｌｂ
）に供給される。このスイッチＱＯ）からの信号が遅延
回路（１１）に供給される。この遅延回路（１１）はサ
ンプリング周期を単位とする遅延要素が複数段（ｓｎ個
）接続され°ｉｌ＆ゴーストの除去期間と等しい遅延時
間とされると共に、各段間からｍ（ｌｌｌＩのタップが
導出されたものである。この各タップからの信号がそれ
ぞれ乗算器で構成された止みイ］け回路（１２ｚ　）　
、（Ｌ２２）　・・・　（１２ｍ　）に供給される。 また合成器（６）からのビデオ信号が減算１ｕ路（１３
）に４３（給される。さらに遅延回路（５）からのビデ
オ信号が同期分離回路（１４）にｍ給され、分離された
１１（直間明信号が標準波形形成回路（１５）、ローパ
スフィルタ（！６）に供給され”ζ垂直同期信号の前縁
Ｖ　ＩＥのステップ波形に近似した標準波形が形成され
る。この標準波形が減算回路（１３）に供給される。 この減算回１８（１３）からの信号が微分回１１！８（
１７）に供給されてゴーストが検出される。 ここでゴーストの検出測定用の１８号とし゛（は、標準
テレビジョン信号に含まれており、しかもできるだり４
４い間他の信号の影響を受すないもの例えば垂直同期信
号が用いられる。Ｊ“なわら第２図に示すように、垂直
同期ｆｉ号の前１４ＶＥとその０１１後の士＋Ｈ（１１
は水平期曲）は他の１４号の影響を受りない。そこでこ
の期間の１ｎ号から」二連の標準波形を減算し、この減
算信号を微分して止め（＝Ｊげ係数を検出１゛る。 例えば遅延時間τＣビデオ信号との位相差ψ（−ω。τ
、（ｌ、シ、ωＣは１１１周波段での映像１ｕｌｌ送角
周波数）が４５°のゴーストが含まれる場合には、第３
図Ａに不ずような波形のヒテメ（６号が現れる。 これに対してこの信号が微分され、極性反転されること
で第３図Ｂにボ′３微分波形のゴースト検出信号が得ら
れ、この微分波形は、近似的にゴーストのインパルス；
ｂ答とみなすことがごきる。 そしζ、微分回路（１７）から現れる微分波形のゴース
ト検出信号がアンプ（１８）介して直列接続されたデマ
ルチプレクサ（１９）　、（２０）に供給される。この
デマルチプレクサ（１９）　、（２０）は、遅延回路（
８１，（１１）と同様にサンプリング周期を単位とする
遅延要素が複数段接続されると共に、各段間からＩＦ５
個及び

【１個のタップが導出されたものである。この各
タップの出力がそれぞれスイッチ回路（２１１）　、（
２ｈ　）　・・・（２１ｎ）、（２２１）　、（２２２
）　・・・　（２２ｍ　）に供給される。 また同期分離回路（１４）からの垂直同期信号がゲート
パルス発生器（２３）に供給され、上述の垂直同期（ｉ
ｔ号の前縁ＶＥから＋ＩＩ区間の終端に対応するケート
パルスが形成され、このパルスによってスイッチ回Ｗｆ
！　（２Ｌｔ　）〜（２２ｍ　）がオンされる。 このスイッチ回路（２ｈ　）〜（２２ｍ）からの信号が
それぞれ′ｌすＵグ累算器（２４１）　、（２４２）・
・・　（２４ｎ）、（２５＋　）　、（２５２）　・・
・　（２５ｍに供給される。ごの”ｒナログ累算器（２
４ｚ）〜（２５ｍ　）からの信号がそれぞれ比み付は回
路（９ｔ〜（９ｎ）、（Ｌ２ｔ　）　〜（１２ｍ）に（
Ｊ（給される。 これらの車み付は回路（９１）　”　（９ｎ）、（１２
＋）〜（１２１ｆｌ）の出力が加算回路（２６）　’（
ｒ加算されて打消用信号が形成される。そし“ζごの打
消用信号が合成器（６）に４４１給される。 上述のように遅廷回１１！８（８１，（１１）　、車め
付は回路（９ｓ）〜（９ｎ）、（Ｌ２ｓ　）　〜（１２
ｍ）及び加算回路（２６）にてトランスバーサルフィル
タが構成され、ゴーストが除去される。この場合、ある
垂直同期信号の前縁とその前後の±十■］区間の波形の
ひずみを検出してＩＦ９付りの係数を定めたあと、それ
でゴーストの消し残りが出たら史に上述の検出を行ない
、消し残りを減少させるためにアナログ累算器（２４１
）〜（２５ｔｎ　）が設けられζいる。 なおモードスイッチ（Ｉｍの切換えにより、後ゴースト
の除去をフィードフォワードモート及びソイ）　−ドパ
ツクモードに切換えることができる。 さらに第４図は人力加算形のトランスバーサル）　フィ
ルタを用いてゴーストの除去を行う場合であ−２ζ、図
１１弓（目図と同等の部分には同一符号を何しζ１細な
説明を省咄する。 図にＪ９い（、ｌｌ！ｌ！像検波Ｉｔ！Ｉｔ烙（４）か
らのビデオ信号が１にみ（＝ｆ　１回ｌ／８　（９ｔ　
）　〜（９ｎ）に供給され、ごの！（＜め付に）回路（
９工）〜（９ｎ）からの信号がそれぞれ遅延回路（８′
）の入力端子に供給される。このｉ！１！廷回路（８′
）は、サンプリング周期を単位とする遅延要素がｎ個接
続されると共に、各段間にｎ　ｌｌ＆ｌの入力端子が設
置Ｊられたものである。 また合成器（６）の入力側及び出力側の信号がモート゛
スイソナ（１０’）の端子（１０ｆ　’）　、（１０ｂ
　’）に供給される。このスイッチ（１０’）からの信
号が重みトＪり回路（１２１）〜（１２ｍ）に供給され
、この重み（＝Ｉけ回路（１２１）〜（１２ｍ　）から
の信号がそれぞれ遅越回１／＆（１１’）の入力端子に
供給される。この遅延回路（１１’）は、サンプリング
周期を単位とする遅延要素がｍ　（ＩＩ１１接続される
と共に、各段間に訂１　＋１／ｉｌの入力端子が設けら
れたものである。 これらの遅延回路（８’）、（ＩＩ’）のそれぞれ終端
から取り出された信号が加算回路（２６’）で加算され
て打消用信号が形成される。そしてこの打消用信号が合
成器（６）に供給される。 この回路におい°Ｃも、上述の出力加算形のトランスパ
ーサルフィルタを用いた回路と同様にゴーストが除去さ
れる。 さらに、上述の回路におい゛（微分回路（１７）を設け
ずに、デマルチプレクサ（１９）　、（２０）の隣接ビ
ットの出力の差を使っ°ζ差分出力を得、この差分出力
にζ重み付けを行うこともできる。 またデマルチプレクサ（１９）　、（２０）と遅延回路
（Ｂ）、（１１）を共通にし、重みｆ＝Ｊけ設定時に遅
延回路に重み信号を供給し、これを記憶素子に記憶し、
以後この記憶信号にて重み伺けを行うようにすることも
できる。 このようにしζ、（列えばビデ；４信号段におい゛（ゴ
ーストを除去することができる。 ところでこのようなゴースト除去装置におい°ζ、標準
波形の形成やスイッチ回路（２１１）へ・（２鵠１）の
スイッチングのタイミングは、例えは垂直同期信号の前
縁を基準時刻に、シ′ζいる。その場合に、この基準時
刻の検出には極めて１１い精度が要求され、実験的には
３５ｎ　ｓｅｅ以内の精度が必要であるとされＣいる。 ところが従来の同期分離回路の場合、回路内にローパス
フィルタを含むために、面域情報が欠藷し、（（ｆ、号
の立も上がり等がなまってしまい、このようにし゛ζ分
Ｐ５１１された垂直同期信号から基準時刻を検出すると
時間遅れを生じるおそれがある。 これに対しζ、例えば垂直同期信号の前縁を含む＋Ｈ期
間程度のマスキングパルスを形成し、このマスキングパ
ルスとビデオ信号を用いて前縁のトランシソＩ・を直接
検出することが提案された。 しかしながらこの方法の場合、ノイズ等の影響でマス；
トングパルスの形成位置を誤ると、別のトランジットを
検出して基準時刻が大幅に）Ｉ−うおそれがある。これ
は特にゴースト除去装置が弱電界時などのＳ／Ｎのｊｌ
！（い状態で使用されることが多いので問題である。 とごろで上述のマスキングパルスは垂直同期信号の前縁
を含む）−■１期間であればよいから、ごのマスキング
パルスの形成には、余り、ＩＪＪい精度は要求されない
。また従来のローパスフィルタを含む同期分離回路は、
ローパスフィルタを含むためにノイズが抑圧され、ノイ
ズに対する誤動作のおそれが少ない。 そこで本願発明者は先に次のような回路を１に案した。 第５図においζ、（３１）はビデオ信号の供給される入
力端子であっＣ１この端子（３１）からの信号が比較器
（３２）及びローパスフィルタ（３３）からなる同期分
離回路に供給され、このローパスフィルタ（３３）から
の信号（第６図Ａ）がローパスフィルタからなる垂直同
期分離回路（３４）に供給される。この分離回路（３４
）で分離された垂直同期信号（第６図Ｂ）がマスキング
パルス形成回路（３５）に供給され、例えば三角波（第
６図Ｃ）が形成され、これと基準電位（破線）により垂
直同期信号の前縁を含む＋Ｈ期間に相当するマスキング
パルス（第６図Ｄ）が形成される。このマスキングパル
スが比較器（３６）の制御端子に供給される。また端子
（３１）からの信号がアンプ（３７）を通し゛ζ比校器
（３６）に（Ｊｌｉ給される。そしてこの比較器（３６
）に”ζ例えば信号の立ち−１・がりを検出することに
より、基準時刻となる垂直同期信号の前縁（第６しＩＥ
）が検出され、これを反転した（−〇パルス（？：（Ｓ
６図Ｆ）が出力端子（３８）に取り出される。 あるいは第７図におい′Ｃ入力端子（３１）からの信号
がクランプ川のコンデンサ（４１）を通じ′Ｃバイアス
回路を構成するトランジスタ（４２）、抵抗器（４３）
、定電流源（４４）の直列回路の抵抗器（４３）及び定
電流１１４ｉ（４４）の接続中点に供給される。さらに
この接続中点の信号が差動アンプを構成する一力のトラ
ンジスタ（４５）のベースに供給される。また他方のト
ランジスタ（４６）のベースに、バイアス１１旧焔を構
成するトランジスタ（４７）、抵抗器（４８）　、定電
流源（４９）の直列回路の抵抗器（４８）及び定電流源
（４９）の接続中点からの電圧が供給される。そし゛ζ
トランジスタ（４６）のコレクタを流れる（ｆｉ号電流
がカレントミラー回路（５０）を通じて取り出される。 さらにこの信号がスイッチ（５１）を通じ゛でローパス
フィルタ（５２）及びハ・ノファ−７ンブ（５３）に供
給され、またスイッチ（５４）を通し′ζレリースフィ
ルタ（５５）及びバッファアンプ（５６）に４３１．給
される。このバッファアンプ（５３）　、（５６）から
の信号が抵抗器（５’ｌ）　、（５Ｂ）で加算されて比
較器（５９）に供給される。またカレントミラー回路（
５０）からの信号が比較器（５９）に供給される。 この比較器（５９）からの信号がＤソリツブフロップ回
路（６０）のＤ端子に供給されると同時に極性反転され
°Ｃソリツブフロップ回路（６０）のクリア端子に供給
される。また形成回路（３５）からのマスキングパルス
がフリツプフロツプ１ｍｔ／８　（００）のりＵツク端
子に供給され、このソリツブフロップ回路（６０）の出
力が出力端子（３８）に取り出される。 この回路において、カレントミラー回路（５０）からは
、例えば第８図へのような信号が取り出される。この信
号に対し°ζ、スイッチ（５１）　、（５４）を例えば
それぞれ第８図Ｂ、Ｃに】ｊりず１０１間にオンさせる
。これによりバッファアンプ（５３）　、（５６）から
は、それぞれ同期信号のペデスタル及びシンクチップの
レベルに相当する電位（Ｅｘ　、Ｒ２）が得られる。こ
れらの電位が抵抗器（５７）　、（５Ｂ）で加算される
。ここで抵抗器（５７）　、（５８）の抵抗値をＲ１，
Ｒ２とすると、加算によって得られる電にＪ、　Ｅ　３
は Ｒｓ　＋　Ｒ２ となり、Ｒ２＜Ｒ１とすれば となる。ごの′電位Ｅ３が比較器（５９）に供給される
ことにより、比較器（５９）からは第８図りのような信
号が取り出される。一方マスキングパルス形成ｌｉｄ路
（３５）からは第８図Ｅのような信号が出力される。そ
してこれらの信号がソリツブフロップ回路（６０）に供
給されることにより、第８図Ｆのような信号が出力端子
（３８）に取り出される。 このようにし“ζ基準時刻の検出が行われる。 ところでこのような装置においζ、波形等化回路の構成
は模式的に第９図に示すようになる。図においζ、（６
１）は後行ゴースト用のトランスバーサルフィルタ、（
６２）は先行ゴースト用のトランスバーサルフィルタで
ある。そし゛（入力端子（６３）からの大力ビデオ信号
がフランジ回１／８　（６４）を通じて加算回路（６５
）に供給され、トランスバーサルフィルタ（６１）　、
（６２）からの巡回型とするだめのソイ−ドパツク信号
が加算回ＩＩ！８（６５）に供給され、この加算回路（
６５）の出力がトランスバーザルフィルタ（６１）　、
（（ｉ２）に供給される。 さらにクランプ回路（６４）からの信号が先行ゴースト
期間に対応する主信号の遅延回路（６６）を辿して合成
器（６７）に供給され、トランスバーサルフィルタ（６
１）　、（６２）からのゴースト打消」１４号が合成器
（６７）に供給されてゴーストの除去された信号が出力
端子（６８）に取り出される。 この場合に、クランプ回路（６４）ごのクランプは、従
来はシンクチップに°Ｃ行われるようにされζいた。そ
してこの回路に正規の１Ｖｐ−ｐの入力信号がイハ給さ
れた場合には、ｆＡ１０図Ａに不ずように人力信月の振
幅最大値（１００ＩＲＩＥ−１−４０１ＲＥ　）の中心
値（３０１ＲＵ　）がトランスバーサルフィルタのダイ
ナミックレンジの中心（例えば３．４Ｖｏｃ）になるよ
うにバイ′ｒスされる。これによっ゛ζフィードバック
信号や打消用信号についζもトランスバーザルフィルタ
のダイナミックレンジの中１１：、−Ｌこ３０１ＲＥが
相当するようになり、加算回ｖ８（６５）　、合成器（
６７）の出力とも直流成分が変化しない。 ところがこの回路に例えば正規より小さい入力信号が供
給されると、クランプ回路（６４）にてシンクチンプレ
ベルが固定されるために、バイ“７スが第１０図Ｂに示
すようになる。ずなわぢ人力信号の中心（３０１ＲＦ　
）がトランスバーサルフィルタのダイナミックレンジの
中心（３，４Ｖｏｅ）から外される。このためフィード
バンク信号も第１Ｏ図Ｃに月ぐずようにダイナミックレ
ンジの一ト側に片寄ったものとなり、加算回１／１３（
６５）の出力は第１Ｏ図りにボすようにまずまずドがっ
て、信号が上側へずれ４行ってしまう。 逆に正規より大きい人力信号が供給されると、信号はダ
イナミックレンジの上側へずれて行く。 そし−にのように信号が一方へずれ４行くと、特に第１
０図Ｂのように信号が小さかった場合に、シンクチップ
がダイナミックレンジのド限に近づくことになり、これ
がダイナミックレンジを越えると、そこで波形がつぶれ
るためにシンクナツプが縮むことになる。 これに対して波形等化回路の全体では、シンクチップを
検出し゛ζ補正量を算出しているので、第１１図１３の
ようにダイナミックレンジを越えるとシンクチップが縮
むことによって信号全体の振幅が小さくなったと見做し
ζしまう。このためトランスバーサルフィルタのゲイン
を」二げるように第１１図Ｃのような信号が形成され、
これによっ゛（シンクチップはさらに縮められ、正帰還
がかがっζｌ・ランスバーサルフィルタは最大ゲインへ
暴走し゛（しまう。 発明の目的 本発明はこのようなｊａにかんがめ、（１＜号の処理に
おい′（′１刊にｌす１足の直流レベルが保たれるよう
にするものである。 発明の概要 本発明は、入力ビデオ山号の歩１＆同期信号を波形等化
の参１（（１信号とし、本来あるべき波形とし”この理
想的な歩直同期他号を基準波形とし、両省の差を増幅し
、トランスバーサルフィルタのタップ市めとし′Ｃす、
えることで波形歪を減少させる波形等化回路において、
上記人力ビデオ信号のシンクチンプレベル及びペデスタ
ルレベルを検出し、これらの検出値に基づい゛Ｃ上記人
人力デオ信号の振幅最大値の中心レベルを形成し、この
中心レベルを所定の直流レベルにクランプする手段を有
し、このクランプ出力を上記トランスバーサルフィルタ
に供給し゛ＣＣ上記入力ビデオ伯号振幅補償を行うよう
にしたことを特徴と°Ｖる波形等化回路であっＣ１これ
によれば信号の処理におい′Ｃ當に所定の直流レベルを
（＋Ａ！、つことができる。 実旅例 」ユ述におい°ζ、光４；する棟々の問題は、全“（信
号がトランスバーサルフィルタのダイナミックレンジの
一方に片寄ることが原因である。すなわちダイナミック
レンジを有効に利用していないことによっている。 そごでトランスバーザルフィルタのダイナミックレンジ
（例えば２　Ｖ　ｐ−ｐ　）を有効に利用するためには
、人力信号のレベル変化を検出し、富に人力信号の３０
１ＲＥを以ってトランスバーサルフィルタのダイナミッ
クレンジの中心値（３，４Ｖｏｃ）とすることができれ
ばよい。 すなわち第１２図において、入力端子（７１）に供給さ
れる信号を任意のレベルでクランプし、このクランプさ
れた信号を３０１ＲＵの検出回路（７３）に供給する。 この検出された３０１ＲＥの電位と元のクランプされた
信号を合成器（７４）に供給して３０１ＲＥがｏｖｏｃ
になるように合成を行う。さらにこの信号を合成器（７
５）に供給し、電圧諒（７６）からのトランスバーサル
フィルタのダイナミックレンジの中心に相当する電位を
合成する。これによっ゛Ｃ信号の３０１Ｒ１！がダイナ
ミックレンジの中心に一致する。この信号を出力端子（
７８）に取り出せばよい。 第１３図にこれを実現するためのブロック図を示す。図
においてクランプ回路（７２）からの信号がペデスタル
レベルｖ１の検出回路（８１）とシンクナツプレベルＶ
２の検出回路（８２）とに供給され、検出されたそれぞ
れの電位Ｖｌ、Ｖ２が７Ｖｌ　３Ｖ２ の演算圓ＩＩ！８（８３）に４Ｊｌｉ給される。この演
算により３０１ＲＩＥの電位Ｖｃが取り出される。 またクランプ回路（７２）からの信号ｖＳが抵抗値Ｒの
抵抗器を介して演算増幅器（８４）の非反転入力に供給
されると共に、電圧源（７６）からの３．４ｖの直流Ｖ
ｏが抵抗値Ｒの抵抗器を介し゛Ｃ演算増幅器（８４）の
非反転入力に供給される。さらに演算回Ｍ８（８３）か
らの信号が抵抗値Ｒ′の抵抗器を介して演算増幅器（８
４）の反転入力に供給されると共に、演算増幅器（８４
）の出力が抵抗値Ｒ′の抵抗器を介し°ＣＣ演算増幅器
８４）の反転入力に供給される。 これによって演算増幅器（８４）から導出される出力端
子（７８）には、信号の３０１ＲＩＥが３．４Ｖｌ）Ｃ
に一致された信号が取り出される。 ここでこの回路において、クランプ回路（７１）、ペデ
スタルレベル及びシンクチップレベルの検出回路（８１
）　、（８２）は、上述の第７図のＩＬ！ｌ路において
既存であり、これらを共通に用いることにより回路は極
めて簡単になる。 さらに第１４図に具体的な回路例を刀くず。図中第１３
図と対応する部分に同一符号を附ず。 図におい°ζ、端子（７２ａ）にはマスキングパルスが
供給され、クランプ回路（７２）にてシンクチップが３
．４■にクランプされる。また端子（８１ａ　）にペデ
スタル期間に対応するパルスが１１給され、ペデスタル
レベルｖ１が取り出される。また端子（８２ａ　）にシ
ンクパルスが供給され、シンクチ・ノプレベル■２が取
り出される。このレベルＶｌが演算回路（８３）を構成
する差動アンプの一方のベースに供給され、レベルｖ２
が３９にΩ（ξ４０にΩ）のＪＩＬ抗器を介し゛ζ他方
のベースに供給されると共に、出力が３０にΩの抵抗器
を介し゛Ｃ他方のベースに供給されζ、 ７Ｖ１　３Ｖ２ （７）　３０１ＲＩＥの電位Ｖｃが取り出される。 また演算増幅＆（８４）につい°ζ、 Ｒ＝Ｒ’　＝８８００Ω とされて３０１ＲＥの電位Ｖ。、ダイナミックレンジの
中心値Ｖｌ）と信号Ｖｓ−が合成され、信号の３０１Ｒ
１！が電圧源（７６）からの３．４ＶＤＣに一致された
信号が出力端子（７８）に取り出される。 なおごのＩｊＩＩＩＩにおい“ζ、検出回路（８１）　
、（８２）の出力電圧Ｖ　１　＋　Ｖ　２を第７図の”
１ンプ（５３）　。 （５６）の出力に代え′ζ抵抗器（５７）　、（５Ｂ）
に供給することができる。 従ってこの回路におい°ζ、信号の３０１　ＲＥのレベ
ルをトランスバーサルフィルタのダイナミックレンジの
中心値（３，４Ｖｏｃ）に一致させることかでき、信号
の片寄りがなくなるので、常に良好な信号処理を行うこ
とができる。 なお理論的には第１５図にボずように抵抗加算を行って
演算回路（８３）と演算増幅器（８４）を一体化するこ
とも可能である。しかしながら上述の回路におい゛Ｃ検
出回路（８１）　、（８２）のバッファ回路のインピー
ダンスがあまり低くないため、Ｒの値を小さくすること
ができない。一方供給されるＶｓは信号であり、Ｒの値
が大きくなるとトランジスタＱのベース容量との間でロ
ーパスフィルタが形成され、周波数特性上好ましくない
。従っζ」二連のように、検出回路（８１）　、（８２
）の出力を一担晶インピーダンスの演算回路（８３）で
受け、さらに信号Ｖｓを低インピーダンスで受番ノるよ
うにする方が適当である。 発明の！ＩＪ果 本発明によれば、信号の処理において當に所定の直流レ
ベルを保つことができるようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１１図は従来の装置の説明のための図、第１
２図は本発明の説明のための図、第１３図〜第１５図は
それぞれ本発明の一例の構成図である。 （７２）はクランプ回路、（８１）はペデスタルレベル
の検出回路、（８２）はシンクチップレベルの検出回路
、（８３）は演算回路、（８４）は演算増幅器である。 第９図 ＡＢＣＤ 第１１図 ＢＣ 手続補正書 昭和５９年１・月　１３日 昭和５８年特許願第　１６３７９２号 ２、発明の名称　波形等化回路 ３、補止をする者 小作との関係　特許出願人 代表取締役　大　賀　典　〃１： ４、代　理　人　東京都新宿区西新宿１丁目８番１号（
ｎ酪ビル）１”ＥＬ東＋１Ｃ（０３）３４３−５８２］
　（代表）（３３８Ｂ＋　弁理士　伊　藤　貞 ５、油止６ｕ令の１−１付　昭和　年　月　日６、油止
により増加する発明の故 ７、補止　の　月　象　明細ｄの発明の一１ｒ４ＪＪな
直切のイ蘭及び区Ｈ用 （１）　明細書中、第１１頁１８行「トランジスタ（４
ｅ」とあるな「トランジスタ（４９」と訂正する。 （２）同、第１２頁１０〜１２行「Ｄ端子に・・・・ク
リア端子に」とあるな「クロック端子に」と訂正する。 （３）同、同頁１４行「り四ツク端子に」とあるな「Ｄ
端子に供給されると同時に極性反転されてフリツプフロ
ツプ回路−のクリア端子に」と訂正する。 （４）同、第１４頁８行「フィルタＩＩ）、１′ＪＪと
あるを「フィルタ旬」と訂正する。 （５）　同、第２０頁５行「クランプ回路σ〃」とある
を「クランプ回路＠」と訂正する。 （６）　同、同頁１７行「シンクパルス」とあるを「シ
ンクチップ期間に対応するパルス」と訂正する。 （７）　図面中、第１０図を別紙の通り訂正する。 以上

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 人力ビデオ信号の垂直同期信号を波形等化の参照信号と
   し、本来あるべき波形としての理想的な垂直同期信号を
   基準波形とし、両者の差を増１陥し、トランスバーサル
   フィルタのタップ重みとしζ与えることで波形歪を減少
   させる波形等化回路においζ、上記人力ビデオ信号のシ
   ンクチンプレベル及びペデスタルレベルを検出し、これ
   らの検出値に基づい゛ζζ上記ツカビデオ信号振幅最大
   値の中心レベルを形成し、この中心レベルを所定の直流
   レベルにクランプする手段を有し、このクランプ出力を
   」１記トランスバーサルフィルタに供給し°ζ」−記入
   カビデオ信号の振幅？ｉｉ償を行うようにしたごとを特
   徴とする波形等化回路。