JPS6062780A - 波形等化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えばビデオ信号の波形処理を行う波形等化
回路に関する。

背景技術とその問題点 波形等化回路の一例として以下のようなゴースト除去装
置が提案されている。例えば第１図において、アンテナ
（１１からの信号がチューナ（２）、映像中間周波増幅
器（３）を通じて映像検波回路（４）に供給され、ビデ
オ信号が検波される。このビデオ信号が先行ゴーストの
除去期間に対応する遅延回路（５）を介して合成器（６
）に供給されると共に、後述するトランスバーサルフィ
ルタからのゴーストを模擬した打消用信号がこの合成器
（６）に供給されて、この合成器（６）からゴーストの
除去されたビデオ信号が出力端子（７）に取り出される
。

さらに映像検波回路（４）から得られるビデオ信号がト
ランスバーサルフィルタを構成する遅延回路（８）に供
給される。この遅延回路（８）は、サンプリング周期（
例えば１０　（ｒ＋ｓ）　）を単位とする遅延要素が複
数段（ｎ個）接続されて先行ゴースト除去期間と等しい
遅延時間とされると共に、各段間からｎ個のタップが導
出されたものである。この各タップからの信号がそれぞ
れ乗算器で構成された重み付は回路（９ｚ　）　、（９
２）　・・・　（９ｎ）に供給される。

さらに遅延回路（８）の終端からの信号がモードスイッ
チミノの端子（１０ｆ）に供給され、また合成器（６）
の出力信号がスイッチα〔の端子（１０ｂ）に供給され
る。このスイッチＯ１からの信号が遅延回路（１１）に
供給される。この遅延回路（１１）はサンプリング周期
を単位とする遅延要素が複数段（ｍ個）接続されて後ゴ
ーストの除去期間と等しい遅延時間とされると共に、各
段間からｍ個のタップが導出されたものである。この各
タップからの信号がそれぞれ乗算器で構成された重み付
は回路（１２１）　、（１２２）　・・・　（１２＋＋
＋）に供給される。

また合成器（６）からのビデオ信号が減算回路（１３）
に供給される。さらに遅延回路（５）からのビデオ信号
が同期分離回路（１４）に供給され、分離された垂直同
期信号が標準波形形成回路を構成するパルス発生回路（
１５）、ローパスフィルタ（１６）に供給されて垂直同
期信号の前縁ＶＥのステップ波形に近似した標準波形が
形成される。この標準波形が減算回路（１３）に供給さ
れる。

この減算回路（１３）からの信号が微分回路（１７）に
供給されてゴーストが検出される。

ここでゴーストの検出測定用の信号としては、標準テレ
ビジョン信号に含まれており、しかもできるだけ長い間
他の信号の影響を受けないもの例えば垂直同期信号が用
いられる。すなわち第２図に示すように、垂直同期信号
の前縁ＶＢとその前後の士＋Ｈ（Ｈは水平期間）は他の
信号の影響を受けない。そこでこの期間の信号から上述
の標準波形を減算し、この減算信号を微分して重み付は
係数を検出する。

例えば遅延時間τでビデオ信号との位相差ψ（＝ωＣτ
、但し、ωＣは高周波段での映像搬送角周波数）が４５
°のゴーストが含まれる場合には、第３図Ａに示すよう
な波形のビデオ信号が現れる。

これに対してこの信号が微分され、極性反転されること
で第３図Ｂにボす微分波形のゴースト検出信号が得られ
、この微分波形は、返信的にゴーストのインパルス応答
とみなすことができる。

そして、微分回路（１７）から現れる微分波形のゴース
ト検出信号がアンプ（１８）介して直列接続されたデマ
ルチプレクサ（１９）　、（２０）に供給される。この
デマルチプレクサ（１９）　、（２０）は、遅延回路＋
８１．　（１１）と同様にサンプリング周期を単位とす
る遅延要素が複数段接続されると共に、各段間からｍ個
及びｎ個のタップが導出されたものである。この各タッ
プの出力がそれぞれスイッチ回路（２ｈ　）　、（２１
２）　・・・　（２Ｉｎ　）、（２：ｈ　）　、（２２
２）　・・・　（２２ｍ）に供給される。

また同期分離回路（１４）からの垂直同期信号がゲート
パルス発生器（２３）に供給され、上述の垂直同期信号
の前縁ＶＥから＋Ｈ区間の終端に対応するゲートパルス
が形成され、このパルスによってスイッチ回路（２ｈ）
〜（２２ｍ）がオンされる。

このスイッチ回路（２ｈ）〜（２２ｎ＋）からの信号が
それぞれアナログ累算器（２４１）　、（２４２）・・
・（２４ｎ）、（２５ｚ　）　、（２５２）　・・・（
２５ｏ＋　）に供給される。このアナログ累算器（２４
ｚ）〜（２５ｍ　）からの信号がそれぞれ重み付は回路
（９１）〜（９ｎ）、（１２ｚ　）　〜（１２Ｉｌ）に
供給される。

これらの重み付は回路（９１）〜（９ｎ）、（１２１）
〜（１２ｍ）の出力が加算回路（２６）で加算されて打
消用信号が形成される。そしてこの打消用信号が合成器
（６）に供給される。

上述のように遅延回路ｆ８１．　（１１）　、重み付は
回路（Ｌｌ）〜（９ｎ）、（１２ｔ　）　〜（１２ｍ　
）及び加算量ＩＩ（２６）にてトランスバーサルフィル
タが構成され、ゴーストが除去される。この場合、ある
垂直同期信号の前縁とその前後の士＋Ｈ区間の波形のひ
ずみを検出して重み付けの係数を定めたあと、それでゴ
ーストの消し残りが出たら更に上述の検出を行ない、消
し残りを減少させるためにアナログ累算器（２４１）〜
（２５ｍ）が設けられている。

なおモードスイッチ（ＩＩの切換えにより、後ゴースト
の除去をフィードフォワードモード及びフィードバック
モードに切換えることができる。

さらに第４図は入力加算形のトランスバーサルフィルタ
を用いてゴーストの除去を行う場合であって、図中第１
図と同等の部分には同一符号を付して詳細な説明を省略
する。

図において、映像検波回路（４）からのビデオ信号が重
み付は回路（９１）〜（９ｎ）に供給され、この重み付
は回路（９１）〜（９ｎ）からの信号がそれぞれ遅延器
１ｉ（８’）の入力端子に供給される。この遅延回路（
８′）は、サンプリング周期を単位とする遅延要素がｎ
個接続されると共に、各段間にｎ個の入力端子が設けら
れたものである。

また合成器（６）の入力側及び出力側の信号がモードス
イッチ（１０’）の端子（１０ｆ　’）、（ＩＱｂ　’
）に供給される。このスイッチ（１０’）からの信号が
重み付は回路（１２１）〜（１２ｎ＋）に供給され、こ
の重み付は回路（１２１）〜（１２＋ｎ）からの信号が
それぞれ遅延回路（１１’）の入力端子に供給される。

この遅延回路（１１’）は、サンプリング周期を単位と
する遅延要素がｍ個接続されると共に、各段間にｍ個の
入力端子が設けられたものである。

これらの遅延回路（８’）、（１１’）のそれぞれ終端
から取り出された信号が加算回路（２６’）で加算され
て打消用信号が形成される。そしてこの打消用信号が合
成器（６）に供給される。

この回路においても、上述の出力加算形のトランスバー
サルフィルタを用いた回路と同様にゴーストが除去され
る。

さらに、上述の回路において微分回路（１７）を設けず
に、デマルチプレクサ（１９）　、（２０）の隣接ビッ
トの出力の差を使って差分出力を得、この差分出力にて
重み付けを行うこともできる。

またデマルチプレクサ（１９）　、（２０）と遅延回路
（８）、（１１）を共通にし、重み付は設定時に遅延回
路に重み信号を供給し、これを記憶素子に記憶し、以後
この記憶信号にて重み付けを行うようにすることもでき
る。

このようにして、例えばビデオ信号段においてゴースト
を除去することができる。

ところでこのようなゴースト除去装置において、標準波
形の形成やスイッチ回路（２ｈ）〜（２２ｍ）のスイッ
チングのタイミングは、例えば垂直同期信号の前縁を基
準時刻にしている。その場合に、この基準時刻の検出に
は極めて高い精度が要求され、実験的には３５ｎ　ｓｅ
ｃ以内の精度が必要であるとされている。

ところが従来の同期分離回路の場合、回路内にローパス
フィルタを含むために、高域情報が欠落し、信号の立ち
上がり等がなまってしまい、このようにして分離された
垂直同期信号から基準時刻を検出すると時間遅れを生じ
るおそれがある。

これに対して、例えば垂直同期信号の前縁を含む＋Ｈ期
間程度のマスキングパルスを形成し、このマスキングパ
ルスとビデオ信号を用いて前縁のトランジットを直接検
出することが提案された。

しかしながらこの方法の場合、ノイズ等の影響でマスキ
ングパルスの形成位置を誤ると、別のトランジットを検
出して基準時刻が大幅に狂うおそれがある。これは特に
ゴースト除去装置が弱電界時などのＳ／Ｎの悪い状態で
使用されることが多いので問題である。

ところで上述のマスキングパルスは垂直同期信号の前縁
を含む＋Ｈ期間であればよいから、このマスキングパル
スの形成には、余り高い精度は要求されない。また従来
のローパスフィルタを含む同期分離回路は、ローパスフ
ィルタを含むためにノイズが抑圧され、ノイズに対する
誤動作のおそれが少ない。

そこで本廓発明者は先に次のような回路を提案した。第
５図において、（３１）はビデオ信号の供給される入力
端子であって、この端子（３１）からの信号が比較器（
３２）及びローパスフィルタ（３３）からなる同期分離
回路に供給され、このローパスフィルタ（３３）からの
信号（第６図Ａ）がローパスフィルタからなる垂直同期
分離回路（３４）に供給される。この分離回路（３４）
で分離された垂直同期信号（第６図Ｂ）がマスキングパ
ルス形成回路（３５）に供給され、例えば三角波（第６
図Ｃ）が形成され、これと基準電位（破線）により垂直
同期信号の前縁を含む＋Ｈ期間に相当するマスキングパ
ルス（第６図Ｄ）が形成される。このマスキングパルス
が比較器（３６）の制御端子に供給される。また端子（
３１）からの信号がアンプ（３７）を通じて比較器（３
６）に供給される。そしてこの比較器（３６）にて例え
ば信号の立ち下がりを検出することにより、基準時刻と
なる垂直同期信号の前縁（第６図Ｅ）が検出され、これ
を反転したｔ＝Ｑパルス（第６図Ｆ）が出力端子（３８
）に取０ り出される。

あるいは第７図において入力端子（３１）からの信号が
クランプ用のコンデンサ（４１）を通じてバイアス回路
を構成するトランジスタ（４２）、抵抗器（４３）、定
電流源（４４）の直列回路の抵抗器（４３）及び定電流
源（４４）の接続中点に供給される。さらにこの接続中
点の信号が差動アンプを構成する一方のトランジスタ（
４５）のベースに供給される。また他方のトランジスタ
（４６）のベースに、バイアス回路を構成するトランジ
スタ（４７）、抵抗器（４Ｂ）　、定電流源（４９）の
直列回路の抵抗器（４８）及び定電流源（４９）の接続
中点からの電圧が供給される。そしてトランジスタ（４
６）のコレクタを流れる信号電流がカレントミラー回路
（５０）を通じて取り出される。

さらにこの信号がスイッチ（５１）を通じてローパスフ
ィルタ（５２）及びバッファアンプ（５３）に供給され
、またスイッチ（５４）を通じてローパスフィルタ（５
５）及びバッファアンプ（５６）に供給される。このバ
ッファアンプ（５３）　、（５６）からの信号が抵抗器
（５７）　、（５８）で加算されて比較器（５９）に供
給される。またカレントミラー回路（５０）からの信号
が比較器（５９）に供給される。

この比較器（５９）からの信号がＤフリップフロップ回
路（６０）のＤ端子に供給されると同時に極性反転され
てフリップフロップ回路（６０）のクリア端子に供給さ
れる。また形成回路（３５）からのマスキングパルスが
フリップフロップ回路（６０）のクロック端子に供給さ
れ、このフリップフロップ回路（６０）の出力が出力端
子（３８）に取り出される。

この回路において、カレントミラー回路（５０）からは
、例えば第８図Ａのような信号が取り出される。この信
号に対して、スイッチ（５１）　、（５４）を例えばそ
れぞれ第８図Ｂ、Ｃに示す期間にオンさせる。これによ
りバッファアンプ（５３）　、（５６）からは、それぞ
れ同期信号のペデスタル及びシンクチップのレベルに相
当する電位（Ｅｘ　、Ｒ２＞が得られる。これらの電位
が抵抗器（５７）　、（５８）で加算される。ここで抵
抗器（５７）　、（５８）の抵１ 抗値をＲ１１Ｒ２とすると、加算によって得られる電位
Ｅ３は となり、Ｒ２＜Ｒ１とすれば となる。この電位Ｅ３が比較器（５９）に供給されるこ
とにより、比較器（５９）からは第８図りのような信号
が取り出される。一方マスキングパルス形成回路（３５
）からは第８図Ｅのような信号が出力される。そしてこ
れらの信号がフリップフロップ回路（６０）に供給され
ることにより、第８図Ｆのような信号が出力端子（３８
）に取り出される。

このようにして基準時刻の検出が行われる。

ところでこのような装置において、パルス発生回路（１
５）及びローパスフィルタ（１６）からなる標準波形形
成回路では、標準テレビジョン信号中の垂直同期信号の
前縁ＶＥのステップ波形に近似した標準波形が形成され
る。

３ ２ ところがその場合に、垂直同期信号の前縁ＶＢのステッ
プ波形は、例えばＮＴＳＣ方式においては通常Ｔフィル
タと呼ばれるローパスフィルタを通過した波形であり、
例えば第９図Ａに示すようにライズタイムが１２５ｎｓ
である。これに対してＣＣＩＲ方式においては２Ｔフイ
ルタの特性であり、波形は第９図Ｂに示すようにライズ
タイムが２５０ｎｓになっている。

このため従来の装置では、ＮＴＳＣ方式用とＣＣＩＲ方
式用とでそれぞれ別の回路とされ、例えばＩＣ化する場
合にも２Ｉｉの異なるＩＣを製造しなければならなかっ
た。

発明の目的 本発明はこのような点にかんがみ、ＮＴＳＣ方式とＣＣ
ＩＲ方式とに共通な汎用の回路を得ようとするものであ
る。

発明の概要 本発明は、入力ビデオ信号の垂直同期信号を波形等化の
参照信号とし、本来あるべき波形としての理想的な垂直
同期信号を基準波形とし、両者の４ 差を増幅し、トランスバーサルフィルタのタップ重みと
して与えることで波形歪を減少させる波形等化回路にお
いて、上記基準波形を、異なる放送方式に対応して異な
る複数個設けたことを特徴とする波形等化回路であって
、これによればＮＴＳＣ方式とＣＣＩＲ方式とに共通な
汎用の回路を得ることができる。

実施例 第１０図において、入力端子（７１）には垂直同期信号
のタイミングに立下りを有する信号が供給される。この
信号がトランジスタ（７２）、（７３）からなるコンパ
レータに供給され、出カバソファトランジスタ（７４）
のコレクタには充分な振幅を有し、かつ前縁の立上りが
充分急峻な波形のパルス信号が取り出される。なおこの
パルスは第６図Ｅに示されたものと同等である。

この信号がトランジスタ（７４）、（７５）を通じてリ
ミッタを構成するトランジスタ（７６）、（７７）の接
続点に供給される。このトランジスタ（７６）、（７７
）には後述する電圧源（９０）からの電圧Ｖｚ＋２Ｖａ
ａ＋Δ■、Ｖ２＋４ＶＢｉ＋ΔＶが供給される。なおＶ
ＢＩＩはトランジスタのペースエミッタ間電圧、Δ■は
後述する。これによってバッファトランジスタ（８０）
のベースには上限がｖ１＋３ＶＢＢ＋ΔＶ、下限がＶ２
＋３ＶＢＲ＋ΔＶに制限された信号が供給される。

この信号がトランジスタ（８１）、（８２）、抵抗値Ｒ
，Ｒ’の抵抗器、コンデンサ等からなるＴフィルタ特性
のアクティブローパスフィルタ（１６Ｎ）及びトランジ
スタ（８３）、（８４）、抵抗値２Ｒ。

２Ｒ’の抵抗器、コンデンサ等からなる２Ｔフイルタ特
性のアクティブローパスフィルタ（１８Ｃ）に供給され
、第９図Ａ、Ｈに示すようなＴフィルタ及び２Ｔフイル
タの特性による信号が形成される。

すなわち上側がｖｌ、下側がｖ２の電圧で、その間がＴ
フィルタまたは２Ｔフイルタの特性とされた信号が形成
される。

さらにフィルタ（１６Ｎ　）、（１６Ｇ）からの信号が
スイッチ回路（６ｏ）を構成するトランジスタ（６１）
、（６２）のベースに供給され、このトランジスタ（６
１）、（６２）のエミッタがそれぞれトランジスタ（６
３）、（６４）を通じて亙いに接続され、この接続点が
定電流源（６５）を通じて接続される。

またトランジスタ（６４）のベースに電圧源（６６）か
らの定電圧が供給され、トランジスタ（６３）のベース
がトランジスタ（６７）を通じて接地されてこのトラン
ジスタ（６７）のベースに制御端子（１０１）からの制
御電圧が供給される。そしてトランジスタ（６１）、（
６２）のエミッタがそれぞれ逆方向のダイオード（６８
）、（６９）を通じて互いに接続され、この接続点に得
られる信号が出力端子（８５）に取り出される。

さらに電圧源（９０）において、差動アンプ（９１）を
構成する一方のトランジスタのベースに後段回路のダイ
ナミックレンジの中心に相当する電圧ＶＤが供給される
。そして出力トランジスタ（９２）がらの電圧が後述す
るダイオード（９７）、（９３）、抵抗器（９４）、（
９５）　通じて差動アンプ（９１）の他方のトランジス
タのベースに供給されて定電７ ６ 圧が形成される。この定電圧が３（ｌ！のダイオード（
９３）、抵抗器（９４）、定電流源（９５）　、）ラン
ジスタ（９６）を介して取り出される。これによって抵
抗器（９４）による降下電圧をΔ■としてＶ１＋２Ｖａ
ｉ＋ΔＶ の電圧が形成される。また定電圧が３個のダイオード（
９３）と２個のダイオード（９７）、抵抗器（９８）、
定電流源（９９）　、）ランジスタ（１００）を介して
取り出される。これによって抵抗器（９８）と定電流源
（９９）によって定まる電圧をＶＳとして Ｖ＊　−Ｖｓ　＋４Ｖｓａ＋ΔＶ ＝Ｖ２　＋４Ｖｅｔ＋＋Δ■ の電圧が形成される。

こコテΔＶは、フィルタ（１６Ｃ）、（１６Ｎ）におけ
る抵抗による電圧降下分 ΔＶ−ΔＶ１＋Δｖ２ ΔＶ′−Δ■ｌ、＋Δｖ′２ に相当するが、この場合にフィルタ（１６Ｃ）における
ΔＶとフィルタ（１６Ｎ）におけるΔＶ′とは８ 異なっている。そこで図示のように抵抗器（９５）に並
列に抵抗器（１０２）と端子（１０１）からの信号によ
ってオンされるトランジスタ（１０３）との直列回路が
設けられ、トランジスタ（１０３）のオンオフによって
抵抗器（９４）による降下電圧ΔＶが変化するようにさ
れる。なお図はΔＶ〉ΔＶ′とした場合で、制御端子（
１０１）の電圧がハイのときフィルタ（１６Ｃ）、ロー
のときフィルタ（１６Ｎ）とされている。

また定電流源（９９）の電流値を可変とすることにより
、電圧Ｖｓが変化され、信号の上限ｖ１を固定のままで
下限Ｖ２　（＝Ｖｔ　−Ｖｓ　）のみを調整することが
できる。

こうして標準波形が得られるわけであるが、この回路に
よれば必要に応じてＴフィルタと２Ｔフイルタの特性の
信号を取り出すことができ、ＮＴＳＣ方式とＣＣＩＲ方
式とに共通に使用することができる。

また電圧源（９０）での基準電圧Ｖｏに対して、出力信
号の上限Ｖ１、下限ｖ２が共にＶＢＨの影響がＯになる
ように構成されているので、出力信号の温度特性がない
。

さらにフィルタ（１６Ｇ）、（１６Ｎ）の電圧降下によ
る直流成分ΔＶの変動が、それぞれの場合の電圧源（９
０）の電圧値の移動で補正されるので、フィルタの切換
えによって直流レベルが変化することがなく、ダイナミ
ックレンジ等に悪影響が出るおそれがない。

また、上述の回路によればアクティブフィルタによって
正確な特性が得られると共に、アクティブフィルタの入
力側で振幅が制限されているのでアクティブフィルタで
の電源電圧の不足等のおそれがなく、特にＩＣ化に好適
な回路を得ることができる。

また振幅制御等も容易に行うことができ、その際に直流
レベルの変動等のおそれもない。従って後段回路のダイ
ナミックレンジ等にも容易に一致させることができる。

発明の効果 本発明によれば、ＮＴＳＣ方式とＣＣＩＲ方式とに共通
な汎用の回路を得ることができた。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第９図は従来の装置の説明のための図、第１０
図は本発明の一例の構成図である。 （１６Ｎ）、（１８Ｃ）はアクティブローパスフィルタ
、（６０）はスイッチ回路、（９０）は電圧源、（１０
１）は制御端子である。 １ ０ 特開昭ＧＯ−６２７８０（１０） −Ｃロロ 手続補正書 昭和５９年　１月　１３日 １、事件の表示 昭和５８年特許願第　１７２００２号 ２、発明の名称　肢形勢化回路 ３゜補正をする者 事件との関係　特許出願人 ５、補正命令の日付　昭和　年　月　日（１）　明細書
中、ＩＩＥＩＩ頁１３行「トランジスタ帥」とあるな「
トランジスタ（４５１Ｊと訂正する。 （２１同、第１２頁５〜７行［Ｄ端子Ｋ・・・・・クリ
ア端子に］とあるな「クロック端子Ｋ」と訂正する。 （３）　同、同頁９行「クロック端子Ｋ」とあるな「Ｄ
端子に供給されると同時に極性反転されてクリップフロ
ツブ回路−のクリア端子に」と訂正する。 （４）　同、Ｗ、１５頁１０行「立下りを」とあるな「
立上りを」と訂正する。 （５）　同、第１７頁４行「接続される。」とあるな「
接地される。」と訂正する。 （６）　同、同頁１９行「通じて」とあるな「を通じて
」と訂正する。 （７）同、第１８頁２行「定電流源（ホ）、」とあるを
削除する。 （８）　同、同頁５行「貞＋２ＶＢＥ＋Δ■」とあるを
ｒ　Ｖｓ　＋２Ｖｎｇ＋ｊＶ　（但り、Ｖｔ　＝ＶＤ）
　Ｊ　ト訂正する。 （２） （９）　同、同ｊｒ７行「峙と２個のコとあるな「嬶と
抵抗器０４．２個の」と訂正する。 以　上

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 大力ビデオ信号の垂直同期信号を波形等化の参照信号と
   し、本来あるべき波形としての理想的な垂直同期信号を
   基準波形とし、両者の差を増幅し、トランスバーサルフ
   ィルタのタップ重みとして与えることで波形歪を減少さ
   せる波形等化回路において、上記基準波形を、異なる放
   送方式に対応して異なる複数個設けたことを特徴とする
   波形等化回路。