JPS6070972A - １石式スイツチング電源 - Google Patents
１石式スイツチング電源Info
- Publication number
- JPS6070972A JPS6070972A JP17642283A JP17642283A JPS6070972A JP S6070972 A JPS6070972 A JP S6070972A JP 17642283 A JP17642283 A JP 17642283A JP 17642283 A JP17642283 A JP 17642283A JP S6070972 A JPS6070972 A JP S6070972A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching transistor
- transformer
- power supply
- capacitor
- flyback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は１石式スイッチング電源に関するものであり、
特にそのフライバックエネルギー吸収回路の改良に係る
ものである。
特にそのフライバックエネルギー吸収回路の改良に係る
ものである。
（従来技術）
第１図（ａ）、Φ）、（Ｃ）、（ｄ）に従来例に係るフ
ライバックエネルギーの吸収回路を示す。
ライバックエネルギーの吸収回路を示す。
各図において１は直流の電源、２はトランス、Ｎ、 、
Ｎ、はその１次巻線及び２次巻線、Ｎ１エリセット巻
線、Ｄはダイオード、Ｃはコンデンサ、Ｑはスイッチン
グトランジスタである。
Ｎ、はその１次巻線及び２次巻線、Ｎ１エリセット巻
線、Ｄはダイオード、Ｃはコンデンサ、Ｑはスイッチン
グトランジスタである。
（ａ）はリセット巻線（補助巻線）による方法ケ示すも
のであり、励磁エネルギーを電源１に戻そうとする考え
方で、その分だけレギ二レータの効率は上がるが、スイ
ッチングトランジスタＱオフ時のフライバックエネルギ
ーの中でもスパイク電圧に対しての効果が少ない。
のであり、励磁エネルギーを電源１に戻そうとする考え
方で、その分だけレギ二レータの効率は上がるが、スイ
ッチングトランジスタＱオフ時のフライバックエネルギ
ーの中でもスパイク電圧に対しての効果が少ない。
またΦ）、（Ｃ）、（ｄ）はＣ，Ｒ，Ｄによる方法であ
り、励磁エネルギーを抵抗Ｒで消費させようとする考え
方であるが、フライバック電圧をＣ，Ｒで消費させるた
め、損失が大きく効率が悪くなる。
り、励磁エネルギーを抵抗Ｒで消費させようとする考え
方であるが、フライバック電圧をＣ，Ｒで消費させるた
め、損失が大きく効率が悪くなる。
またこの他に（ａ）とΦ）、（Ｃ）、（ｄ）のいずれか
組合せての使用も一般的であるが、いずれの場合におい
てもスイッチング電源の負荷急変、短絡等の過渡時、フ
ライバックエネルギーが大きくなりスイッチングトラン
ジスタの破壊へとつながる。この為スイッチングトラン
ジスタの耐圧を上げざるを得す、またトランスを小さく
できない等の欠点があった。
組合せての使用も一般的であるが、いずれの場合におい
てもスイッチング電源の負荷急変、短絡等の過渡時、フ
ライバックエネルギーが大きくなりスイッチングトラン
ジスタの破壊へとつながる。この為スイッチングトラン
ジスタの耐圧を上げざるを得す、またトランスを小さく
できない等の欠点があった。
（目的）
本発明はこの様な従来例の欠点に鑑みてなされたもので
あり、フライバックエネルギーを効率よ（吸収してトラ
ンスの磁束をリセットする１方式スイッチング電源を提
供することを目的とするものである。
あり、フライバックエネルギーを効率よ（吸収してトラ
ンスの磁束をリセットする１方式スイッチング電源を提
供することを目的とするものである。
（構成）
以下本発明の構成を図示の実施例に基づいて説明する。
第２図は本考案の一実施例を示す回路図で、回路構成は
従来例の第１図（ａ）との）を組み合わせたのとほとん
ど同じである。違いはコンデンサＣＩの有無だけである
。このコンデンサＣｘはトランス２の励磁エネルギー等
によって誘起される起電力（フライバックエネルギー）
を低減するためのものである。
従来例の第１図（ａ）との）を組み合わせたのとほとん
ど同じである。違いはコンデンサＣＩの有無だけである
。このコンデンサＣｘはトランス２の励磁エネルギー等
によって誘起される起電力（フライバックエネルギー）
を低減するためのものである。
１石式スイッチング電源については周知であるがその動
作について簡単に説明する。
作について簡単に説明する。
直流電源ＩＫ対してトランス２の１次巻線Ｎ。
とスイッチングトランジスタＱが直列に接続され、その
スイッチングトランジスタＱのオン、オフによってトラ
ンス２を介して二次側に電力が供給される。まず、スイ
ッチングトランジスタＱがオンの時二次側のダイオード
ＤｓがオンとなりチョークコイルＬ、コンデンサＣ宜で
平滑される。
スイッチングトランジスタＱのオン、オフによってトラ
ンス２を介して二次側に電力が供給される。まず、スイ
ッチングトランジスタＱがオンの時二次側のダイオード
ＤｓがオンとなりチョークコイルＬ、コンデンサＣ宜で
平滑される。
次にスイッチングトランジスタＱがオフの時はチ曹−ク
コイルＬＫ蓄えられたエネルギーが転流ダイオードＤ、
ヲ通してチ１−りり、コンデンサＣ３と平滑される。
コイルＬＫ蓄えられたエネルギーが転流ダイオードＤ、
ヲ通してチ１−りり、コンデンサＣ３と平滑される。
又、オフの時１次側ではトランス２に蓄積されているフ
ライバックエネルギーは２次側へは放出できないので、
１次側で何らかのよだちで放出する必要がある。
ライバックエネルギーは２次側へは放出できないので、
１次側で何らかのよだちで放出する必要がある。
定常出力状態では第１図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）、（ｄ
）に示す様な従来のフライバックエネルギー吸収回路で
も特に問題とはならないが、出力側負荷急変や短絡等な
どの過渡時にはスイッチングトランジスタＱのオンとオ
フとの比（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ’）が制御不能におちいる
事があり、トランス２が飽和してフライバックエネルギ
ーが大きくなる。又この時にはスイッチングトランジス
タＱのコレクタ電流も急激に変化する為にスイッチング
トランジスタＱのターンオフ時特に過大なスパイク電圧
も発生する。
）に示す様な従来のフライバックエネルギー吸収回路で
も特に問題とはならないが、出力側負荷急変や短絡等な
どの過渡時にはスイッチングトランジスタＱのオンとオ
フとの比（ＴＯＮ／ＴＯＦＦ’）が制御不能におちいる
事があり、トランス２が飽和してフライバックエネルギ
ーが大きくなる。又この時にはスイッチングトランジス
タＱのコレクタ電流も急激に変化する為にスイッチング
トランジスタＱのターンオフ時特に過大なスパイク電圧
も発生する。
従ってこの時のスイッチングトランジスタＱのコレクタ
エミッタ間には直流入力電圧とフライバック電圧にスパ
イク電圧がプラスされた電圧が印加されている。
エミッタ間には直流入力電圧とフライバック電圧にスパ
イク電圧がプラスされた電圧が印加されている。
本発明のコンデンサＣｘはこれらのフライバックエネル
ギーのうち特にスパイク電圧の低減に有用である。
ギーのうち特にスパイク電圧の低減に有用である。
ＡＣｌｏｏＶを全波整流、平滑した場合過渡時、従来例
では４００〜４２０Ｖのフライバック電圧（特にスパイ
ク電圧）がスイッチングトランジスタＱのコレクタ、エ
ミッタ間に印加されていたが、第２図に示す実施例では
、３４０〜３５０Ｖにフライバック電圧を低減でき１５
％程度の効果があられれた。これによりいかなる過渡時
においても３５０ Ｖ程度以下にフライバック電圧をお
さえられたので４００■耐圧のトランジスタでも十分使
用に耐えうる一方式スイツチング電源を供給する事が可
能となった。尚、図において３は、出力をフィードバッ
クし、スイッチングトランジスタＱのオン、オフ比を変
える制御回路である。
では４００〜４２０Ｖのフライバック電圧（特にスパイ
ク電圧）がスイッチングトランジスタＱのコレクタ、エ
ミッタ間に印加されていたが、第２図に示す実施例では
、３４０〜３５０Ｖにフライバック電圧を低減でき１５
％程度の効果があられれた。これによりいかなる過渡時
においても３５０ Ｖ程度以下にフライバック電圧をお
さえられたので４００■耐圧のトランジスタでも十分使
用に耐えうる一方式スイツチング電源を供給する事が可
能となった。尚、図において３は、出力をフィードバッ
クし、スイッチングトランジスタＱのオン、オフ比を変
える制御回路である。
第４図、第５図に本発明の効果を比較する為のスイッチ
ングトランジスタＱの■σＢ波形を示す。
ングトランジスタＱの■σＢ波形を示す。
第４図は従来例で回路は第１図（ａ）、即ち、補助巻線
（Ｎｌ）とダイオードＤの回路と第１図Φ）、即ち、Ｃ
，Ｒ，Ｄの回路を組み合わせた場合のトランジスタＱの
■ＣＢ波形図である。
（Ｎｌ）とダイオードＤの回路と第１図Φ）、即ち、Ｃ
，Ｒ，Ｄの回路を組み合わせた場合のトランジスタＱの
■ＣＢ波形図である。
第５図は本発明に係る第２図の場合のスイッチングトラ
ンジスタＱのｖＣＩｉ１波形図である。第４図と第５図
との比較でも明らかなようにフライバック電圧（特にス
パイク電圧）が本発明の回路構成により、低減されたの
がわかる。
ンジスタＱのｖＣＩｉ１波形図である。第４図と第５図
との比較でも明らかなようにフライバック電圧（特にス
パイク電圧）が本発明の回路構成により、低減されたの
がわかる。
第３図、第６図はそれぞれ第２．第３の実施例を示す回
路図である。
路図である。
第３図においては第２図に示すＣ１を設けることなく、
Ｒ１とＣｘによりフライバック電圧、スパイク電圧を吸
収しようとしたものであり、第６図に示す実施例では、
１次巻線Ｎ１とリセット巻線Ｎ１の結合点とスイッチン
グトランジスタＱのコレクタの間にＣ，、Ｒ，からなる
並列回路とＤＩを直夕１ｉにつないだものであるが、こ
の場合もＤ８の存在により、有効にスパイク電圧を低減
することが出来る。
Ｒ１とＣｘによりフライバック電圧、スパイク電圧を吸
収しようとしたものであり、第６図に示す実施例では、
１次巻線Ｎ１とリセット巻線Ｎ１の結合点とスイッチン
グトランジスタＱのコレクタの間にＣ，、Ｒ，からなる
並列回路とＤＩを直夕１ｉにつないだものであるが、こ
の場合もＤ８の存在により、有効にスパイク電圧を低減
することが出来る。
（効果）
本発明は以上の通り負荷急変、負荷短絡等、動的変動の
過渡時の過大なフライバックエネルギーを吸収して小さ
く出来るのでスイッチングトランジスタの耐圧マージン
が大きくとれ信頼性が向上する。又、同じ信頼性とした
場合には耐圧の低いスイッチングトランジスタが使用で
きるよ）になり、さらにトランスの小型化が計れ、装置
の小型軽量化を実現することが出来る。
過渡時の過大なフライバックエネルギーを吸収して小さ
く出来るのでスイッチングトランジスタの耐圧マージン
が大きくとれ信頼性が向上する。又、同じ信頼性とした
場合には耐圧の低いスイッチングトランジスタが使用で
きるよ）になり、さらにトランスの小型化が計れ、装置
の小型軽量化を実現することが出来る。
第１図（ａ）、Φ）、（Ｃ）、（ｄ）は従来例のフライ
バックエネルギー吸収回路のそれぞれ異なる例を示す図
、第２図、第３図、第６図はそれぞれ異なる本発明の実
施例に係るスイッチング電源回路図、第４図は従来例に
係るスイッチングトランジスタの特性図、第５図は本発
明に係るスイッチングトランジスタの特性図である。 １・・・・・・電源、２・・・・・・トランス、Ｑ・・
・・・・スイッチングトランジスタ、Ｎ１・・・・・・
１次巻線、Ｎ、・・・・・・ リセット巻線、Ｄｌ・・
・・・・第１のダイオード、Ｄ、 ・、・・・・第２の
ダイオード、Ｃ８・・・・・・コンデンサ。
バックエネルギー吸収回路のそれぞれ異なる例を示す図
、第２図、第３図、第６図はそれぞれ異なる本発明の実
施例に係るスイッチング電源回路図、第４図は従来例に
係るスイッチングトランジスタの特性図、第５図は本発
明に係るスイッチングトランジスタの特性図である。 １・・・・・・電源、２・・・・・・トランス、Ｑ・・
・・・・スイッチングトランジスタ、Ｎ１・・・・・・
１次巻線、Ｎ、・・・・・・ リセット巻線、Ｄｌ・・
・・・・第１のダイオード、Ｄ、 ・、・・・・第２の
ダイオード、Ｃ８・・・・・・コンデンサ。
Claims (1)
- トランスの１次巻線とスイッチングトランジスタとを電
源に直列に接続し、そのスイッチングトランジスタをオ
ン、オフすることによって前記トランスの２次側に電力
を供給するとともに、トランスのリセット巻線と第１の
ダイオードを電源に直列に接続し、スイッチングトラン
ジスタのオフ時にトランス励磁エネルギーを電源に戻し
てフライバック電圧を吸収し、トランスの磁束をリセッ
トする１石式スイッチング電源において、１次巻線とス
イッチングトランジスタの結合点と、リセット巻線と第
１のダイオードとの結合点□との間に第２のダイオード
とコンデンサとの直列回路を設けたことを特徴とする１
石式スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17642283A JPS6070972A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | １石式スイツチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17642283A JPS6070972A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | １石式スイツチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6070972A true JPS6070972A (ja) | 1985-04-22 |
Family
ID=16013418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17642283A Pending JPS6070972A (ja) | 1983-09-26 | 1983-09-26 | １石式スイツチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6070972A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5212416A (en) * | 1975-07-18 | 1977-01-31 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Dc-dc converter |
-
1983
- 1983-09-26 JP JP17642283A patent/JPS6070972A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5212416A (en) * | 1975-07-18 | 1977-01-31 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Dc-dc converter |
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