JPS6072454A - ディジタル周波数変調信号の同期復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の属する技術分野〕 本発明は、位相連続ディジタル周波数変調信号の復調装
置に関する。特に、変調指数が約０．５である位相連続
ディジタル周波数変調方式、例えばＭＳ　Ｋ　（Ｍｉｎ
ｉｍｕｎ＋　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｉｎｇ　）　、ＧＭＳ　
Ｋ　（Ｇａｕｓｓｉａｎ　ｆｉｌｔｒｃｄ　ＭＳＫ）　
′Ｉ”　Ｆ　Ｍ　（Ｔａｍｅｄ　ＦＭ）等の方式により
発生された変調波の同期復調方式に関するものである。 〔従来技術の説明〕 位相連続ディジタル周波数変調信号は、ＡＳＫ信号、Ｐ
ＳＫ信号とは異なり変調波の包絡線が一定であり、出力
増幅器の飽和などによる抑圧に対し主スペクトルが影響
を受けないため、これら非線形系を含む伝送路において
有利な変調方式である。特に変調指数が０．５である位
相連続ディジタル周波数変調信号（ＭＳＫ、ＧＭＳＫ、
ＴＦＭ等）は、占有帯域幅が狭、くかつ同期検波によっ
て効率のより復調が可能な変調方式として注目されてい
る。 この信号を同期復調するためには、受信信号の中から基
準となる搬送波を参照信号として１１ｆ生ずる必要があ
る。このためには従来から種々の方法が提案されている
が、特に移動通信の分野での使用を誓゛えると、構成が
簡単であることおよびモノリシックＩＣ化が容易である
ことが望まれ、これらの点で変形コスタ反ループを用い
る方法（特願昭５３−１４５３７１）が優れている。し
かしこの方法では、再生された基準搬送波の位相ジッタ
が若干大きくなり、復調特性に劣化が生ずる問題があっ
た。 この点について、以下でＭＳＫ信号の復調を例にとって
説明する。 従来の変形コスタスループを用いたＭＳＫ同期復調器の
構成を第１図に示す。図において１は受信信号入力端子
、２は電圧制御発振器（’ＶＣＯ）３．４は位相比較器
、５．８は乗算器、６はタイミング情報入力端子、７は
タイミングクロック再生回路、９はループフィルタ、１
０．１１は識別器、１２はデータ再生回路、１３ば復調
デニタ出力端子である。この構成において入力端子ｌに
ＭＳＫ信号が入力された場合の動作を以下に説明する。 伝送される情報系列のビットレート 送波角周波数をωＣとすると、ＭＳＫ信号ｅｉＭば次式
で示される。 ただし正負号はそれぞれマーク信号およびスペース信号
伝送の場合に′相当する。この信号の搬送波成分に対し
て位相誤差θｅを持った同相基準搬送波ｅｐ．＋および
直交基準搬送波ｅｌＩＱが電圧制御発振器２から出力さ
れ一ζいるものとする。すなわち、ｅＲｌ　＝　ＣＯＳ
　（ωｃｔー１ーθｅ　）　’−’−（２１ｅＲＱ＝−
ｓｉｎ　（ωＣ

【＋θｅ　）　・−−　−−−　（３１
テアル。この２つの基準搬送波”　Ｒ１　％　ｅ　ＲＱ
ばそれぞれ位相比較器３および４に入力され、ＭＳＫ信
号ｅｉＭと位相比較される。この結果、位相比較器３お
よび４の出力にはそれぞれ同相検波出力ｅｌｓ直交検波
出力ｅＱが得られる。位相比較器が余弦位相比較特性を
もっとすると、ｅｌ　、ｅＱはとなる。次に検波信萼・
・、・・ｉ算器５へ人力されて互いに乗積され乗算器５
あ出力にばｅ（。 を２逓倍した逓倍１１号，・・が　： Ｖｒ＝ｅｌ　・ｅＱ　’　□ とし、得られる。　・　１ 一方、タイミング情報入力端子ｄにはタイミング情報信
号が入力される。このタ′イミング情報をもとにしてク
ロック再生回路７に：暴いて、タイミングクロノクおよ
びその２分周波Ｖ　Ｉ　％　ｖＱ　％　ＶＣが再生され
る。ここで Ｖｌ　＝ｓｉｎ　（π（−＞　）　−−−−−−１７）
ｖ（、＝−ｓｉｎ　（π（−）　）　−−−−４８１Ｖ
Ｃ＝ＣＯ５（π（−−）　）　−−−−−−＋９１であ
る。以上３信号のうら■１およびＶＱばそれぞれ識別器
ＩＯおよびＩＩに加えられ、クロック信号ｖ（、は乗算
器８に加えられる。これにより乗算器８の出力にＩＭら
れる誤差信号Ｖｅは ｖｅ　＝　ｖＰ　′　ｖ（； −−−−−−−−ｔｌｏｌ となる。上記において第１項は位相誤差情報を持った直
流成分、第２項は変調によって生じたことによる成分ぞ
ある。このうち第１項の直流成分をループフィルタ９を
介して、電圧制御発振器２に加えることにより位相同期
ループが構成され、位相誤差θｅはずみやかに零に近つ
いてＩＭ送波間期が確立する。 一方、式００）の第２項の交流成分は不要成分であり、
ループフィルタ９によりある程度減衰して電圧制御発振
器２＆こ加えられるが、この成分は基準ＩＨ送波ｅＲ１
ｓｅＢｑの位相ジッタを増加さ−Ｕ、復調特性に劣化を
生じさせる原因となる。このような劣化を防ぐためには
、ループフィルタ９の帯域を狭くして交流成分を減衰さ
せればよいが、ごの場合逆に搬送波同期ループの同期特
性、特に同期引込みレンジ、同期時間等が急激に劣化す
るので、ループフィルタの帯域を狭くする上で限界が１
＋）る。 このため、ある程度の復調特性の劣化は免れ（；１なか
った。 〔発明の目的〕。 本発明は、上記の欠点を解決するもので、ｔｈ電圧制御
発振器加えられる誤差信号中の不要成分を識別再生後の
信号を用いて除去し、これによって位相ジッタの少ない
基準１般送波が得られるようにして復調特性の改善を図
ることを目的とする。 〔発明の特徴〕 本発明は、受信入力信号と互いに９０度位相の異なる再
生された搬送波とをそれぞれ二つの位相比較器で位相比
較して、互いに位相が９０度異なる二つの位相検波出力
を得る。この二つの位相検波出力をもとにして復調出力
を得るとともに、この二つの位相検波出力の乗積信号と
受信信号のタイミングクロック信号の２分周されたクロ
、７り信号とを乗算し、この信号を所定の時間だけ遅延
させた信号を得る。一方上記二つの位相検波出力を識別
再生して得た互いに直交する二つの信号および上記２分
周されたクロック信号の反転信号とを乗算し、この信号
と」１記遅延させた信号との差分の信号を得る。この差
分の信号の直流成分を上記搬送波を発生ずる回路の位相
制御信号として供給し、上記搬送波が受信入力信号に追
従するように同期制御することを特徴とする。 Ｃ実施例による説明〕 第２図は本発明実施例装置のブロック構成図である。こ
の回路は第１図で説明した従来例回路と比べると、第２
図に一点鎖線で囲む部分が新たに付加された構成である
ところに特徴がある。 すなわち、受信信号入力端子１の受信信号は電圧制御発
振器２で再生されるこの受信信号の搬送波と、二つの位
相比較器３および４で比較される。 この二つの位相比較器３および４に与えられる搬送波は
、互いに位相が９０度異なる１般送波であって、この二
つの位相比較器３および４の出力には、互いに直交する
二つの位相検波出力を得る。この二つの位相検波出力は
第一の乗算器５に入力されて乗算される。一方、タイミ
ング情報入力端ｒ６にはこの受信信号のタイミング情報
が人力し、クロック再生回路７でクロック信号が再生さ
れる。このクロック再生回路７の一つの出力ｖｃには、
上記受信信号のクロック信号周期が２分周されたクロッ
ク信号が送出され、その出力信号は第二の乗算器８の一
方の入力に与えられる。上記第一の乗算器５の出力はこ
の第二の乗算器８の他方の入力に与えられる。 一方、二つの位相比較器３および４の出力に得られた互
いに直交する二つの位相検波出力は、クロック再生回路
７から再生クロック信号がそれぞれ供給される二つの識
別器１０ｉよび１１に入力され、それぞれディジタル信
号が識別されて、データ再生回路１２でデータが復調さ
れ、その復調データ出力は端子１３に送出される。 ここで、本発明の回路では、この二つの識別器１０およ
び１１の出力信号を分岐して二つの入力とする第三の乗
算器１４を設け、さらにこの乗算器１４の出力を一方の
入力とする第四の乗算器１６を設け、この第四の乗算器
１６の他方の人力には、上記第二の乗算器８に与えた２
分周されたクロック信号を反転回路１５で反転した信号
を人力する。さらに、上記第二の乗算器８の出力は所定
の遅延を与える遅延回路１７を接続し、その遅延回路１
７の出力と上記第四の乗算器１６の出力とは一つの減算
回路１８の二つの入力に導く。この減算回路１８の出力
をループフィルタ９を通過させて、電圧制御発振器２に
位相制御信号として供給する。 このように構成された回路の動作を説明すると、第２図
に一点鎖線で囲む部分以外の回路は、」二連した従来例
回路と同１等であるから、その基本的な動作右同等であ
る。すなわち、入力信号ｅｉＭ、同相および直交基準搬
送波ｅＲＩ％ｅＲＱ、同相および直交検波出力ｅ１％ｅ
Ｑ、逓倍信号ｖｒ、クロック信号の２分周波ｖ夏、ｖＱ
、ｖｃ、誤差信号ｖ２は式（１１〜００）に示したとお
りである。 次に識別器１０および１１の出力ｅｌ’、ｅ（、’にラ
イて考える。ま、ず識別器１０および１１の入力信号ｅ
Ｉおよびｅ（１に含まれる位相誤差θｅが零の場合（搬
送波同期が確立した場合）を考える。第３図はこの回路
の動作説明用の信号波形図である。 位相差が零のとき各識別器人力ｖｌ　、Ｖ４　、ｅｌ、
ｅＱおよび識別器出力ｅ！′、ｅＱ′は第３図にそれぞ
れ実線で表示する波形となる。ただし信号ｅｌ　、ｅＱ
の初期位相は０°または１８０°とし、マーク信号また
はスペース信号が連続する場合をよびＶＱの立上・がり
時刻において入力信号ｅｌおグ識別→−るの 力ｅ！′、ｅＱ′の情報パターン（ａ′〜ｆ′）ｉ検波
出力ｅｌ−、Ｃ１ｑのアイパターンの持つ情報（ａ〜ｆ
）が時間１゛だけ遅延五れたものとなっている。　１ 次ｉｅ・、・・の位相誤差＝・が零でない場合□ □オよう６ｏ０．ヵ１．１ □ １θ・１〈−： であれば情報が誤って識別さ註ることはなく、この場合
は識別器出力０１′、−０′は位相誤差θｅあ影響を受
けず一定の情報パ夛−ン（ａ′〜ｆ’　）力ｊ得られる
。ずなわら、信号ｉ識別器１６および１１を通過するこ
とによって時間Ｔだけ遅延を受けるが、位相誤差θｅの
影響は完茎に除去される。 腎たがって識別器１ｏおよびｉｔ’　（７１）出カ信号
ｅ夏′、８゜・、オエオ、よ、１ 一ニー＝、　（Ｉｔ　） −・−−−−−−（１２） と表わされる。この二つの出力信号ｅＩ′およびｅＱ′
を乗算器１４で乗算すると逓倍信号■１・′ばｖｒ′＝
ｅ夏′・ｅＱ′ Ｍｍ６ｈ６゜ｊ、、、′−−−−−−＝、（”°゛一方
、クロック再生回路７がら出力された２分周信号ｖｃを
反転り路１５を通して反転させるとその信号■ｃ′は　
。 □ Ｊｏ・＝−Ｗｅ、”＝−ＣＯ３’　ｈｒ　（ヨ。 １　′ｒ ’　−ｃｏｓ（＆（−目　−一−−−−−−−（１４）
となる。この二つの信号ｖｃ′とｖｒ′を乗算器１６で
乗積すると、乗算器１６の出力信号ｖｅ′はＶＣ＝Ｖｒ
’　・■ｃ′ 一一−−−−−・−（１５） となる。一方、乗算器８から出力された誤差信号■ｅを
遅延回路１７で時間′１′たり遅延させた信号ＶｅＴは
、 ■ ｖ　ｅ７　＝　−−−ｓ　ｉｎ　（２θｅ）ｆｉ ・−−−−−−−（１Ｇ） となる。これを減や？！：ｔｌ１３によりＶＱＴからｖ
ｅ′を減算すると減算器１８の出力には信号νＬ　がｆ
ｊＦられ、】 ｙ、　＝ｖｏ７−ｖｅ−−−−　ｓｉｎ　（２θｅ）６ ・　ｓｉｎ　Ｏｅ　−−−−−一・−（１７）となる。 ここでこの（１７）式の第１項は従来例装置と同じ（位
相誤差情報をもった直流成分であり、第２項は不要な交
流成分である。ところが、この（’１７　）式と従来例
装置の場合のく１０）式とを比べると、直流成分はまっ
たく同じであるが、交流成分についてはθｅ”−０の場
合、式（１７）ではほぼ零にできることがわかる。すな
わぢ、本発明によれば１般送波同期が確率した状態にお
いては交流成分は十分抑圧され、再生された基準１般送
波の位相ジ・ツクが著しく減少する。 第４図に本発明の後間方式を用いて再生した基準搬送波
の周波数スペクトルを従来のそれと実測により比較して
示す。第４図に実線で示すｔｔＩｉ性が本発明実施例に
よる場合であり、破線が従来例の特性である。この図か
られかるように、本発明によれば再生搬送波の位相雑音
を極めて小さくすることができ、特に゛受信レベルが小
さいときに復ａｄ特性を大幅に改善することができる。 このように本発明によれば再生搬送波の位相り（（音を
極めて小さくすることができるのでｆｊｊ　８ｍ特性が
改善される。また、ループフィルタ９の帯域幅を広げた
場合にも、不要な交流成分による再生搬送波位相雑音の
増加が小さいので、結果的に搬送波同期ループの同期特
性についても大幅な改善を図ることが可能となる。 なお、以上の説明では理想的なＭＳＫ信号を例にとって
説明したが、本発明は純粋なＭＳＫ信号に限って適用さ
れるものではなく、位相推移特性に特徴を持だ−Ｕ・た
ｌ’　Ｓ　Ｋ　（Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ　ＩンＳＫ）や
送信部で基底帯域制限を行ったＧ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａ
ｕｓｓｉａｎＦｉｌｔｅｒｅｄ　ＭＳＫ）　′１”　Ｆ
　Ｍ　（Ｔａｍｅｄ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕ−
Ｉａｔｉｏｎ）等の変調指数が約０．５であるディジタ
ル周波数変調方式に広く一般に通用でき、」二辺した効
果を得ることができる。 また、第２図の説明では乗算器、遅延回路、減算器等を
アナＩ：Ｊグ回１／３で構成した場合について動作を説
明したが、この構成において乗算器５．８．１４および
１６を排他的論理和回路（エクスクル−シブ・オア回路
）、遅延１１旧１＆１９をシフトレジスタでそれぞれ構
成するとともに、減算器１８の代わりに、二値量子化さ
れた信号ｖｅ’ｒと■ｅ′に対して表に示ず論理に従っ
て三値量子化された信号■２　を出力するような論理回
路を設りれば、アナ１−Ｉグ回路を用いなくとも全（同
じ効果が期待できる。 表 さらに、第２しＩにおいて反転回路１５がクロック再生
回路７と乗算器１６の間に挿入されているが、この反転
回路１５は減算器１８の出力ＶＢ　が式（１７）を満足
するものであればどこに挿入してもよい。 例えばクロック再生回路７と乗算器１Ｇとの間に挿入す
る代わりに、乗算器１６の出力に挿入してもよい。ある
いは乗算器１４と１６との間に挿入しても）よい。 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば搬送波間期に必要
な操作を基底帯域で行うため構成が簡易である。この回
路はモノリシックＩＣ化が容易である。しかも復調特性
および同期特性の良好なＭＳＫ同期検波復調器を得るこ
とができる。したがって特に今後発展が予想されるディ
ジタル移動通信方式、衛星通信方式に実施して極めて有
効である。

【図面の簡単な説明】

第Ｆ図は従来例のＭＳＫ同期復調器のブロック構成図。 第２図は本発明実施例装置のブロック構成図。 第３図は信号の時間関係を示す信号波形図。 第４図は再生された基準搬送波の周波数スペクトルの測
定例を示ず−。 １・・・受信信号入力端子、２・・・電圧制御発振器、
３．４・・・位相比較器、５．８・・・乗算器、６・・
・タイミング情報入力端子、７・・・クロック再生回路
、９・・・ループフィルタ、１０．１１・・・識別器、
１２・・・データ再生回路、１３・・・復調データ出力
端子、１４．１６・・・乗算器、１５・・・反転回路、
１７・・・遅延回路、１８・・・減算器。 特許出願人　日本電信電話公社 代理人　弁理士　井　出　直　孝 尾　１　口 第　２　回 今　千　牛 ←Ｔ→ 第　３（２Ｉ 抛 送 し声 周 追 数 萬　４　ロ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （］）位相連続ディジタル周周波数鋼された受信信号を
   一方の入力とし、この受信信号の再生された＋Ｕ送波を
   他方の入力とする第一の位相比較器と、上記受信信号を
   一方の入力とし上記１Ｍ送波と位相が９０度異なる信号
   を他方の入力とする第二の位相比較器と、 上記第一および第二の位相比較器の出力に得られる互い
   に９０度イ☆相の異なる出力信号から復調出力を得る回
   路と、　゛ 上記第一および第二の位相比較器の出力信号を二つの入
   力とする第一の乗算器と、 」二記受信信号のタイミングクロック信号の周期か２分
   周されたクロック信号を発生ずる回路と、上記第一の乗
   算器の出力信号から得られる信号と上記２分周されたク
   ロック信号とを乗算する第二の乗算器と、 この第二の乗Ｗ−器の出力に１＃られる信」べ−がら誤
   差信号を生成する回路と、 この誤差信号を位相制御信号としてこの誤差信号ｄレベ
   ルが最小になるように上記搬送波を発生ずる搬送波再生
   回路と を備えたディジタル周波数変調信号の同期ｔｎ　１！＋
   １装置において、 上記誤差信号を生成する回路には、 上記第二の乗算器の出力信号に所定の遅延を与える遅延
   回路と１、 上記第一および第二の位相比較器の出力に１１１られる
   互いに９０度位相の異なる出力信号をそれぞれ識別再生
   して得られる互いに９０度位相の異なる回生出力信号を
   二つの入力とする第三の乗算器と、この第三の乗算器の
   出力信号と上記２分周されたクロック信号の反転信号と
   が乗算された信号を得る回路と、 この回路の出力と上記遅延回路の出力信号との差分を得
   る回路と を含むことを特徴とするディジタル周波数変調信号の同
   期変調装置。 （２）　搬送波を発生ずる回路には、電圧制御発振器を
   含む特許請求の範囲第（１）項に記載のディジタル−周
   波数変調信号の同期復調装置。