JPS6089189A - 復調方法及びその回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、直角位相関係にある同一周波数の２つの搬送
波を搬送波抑圧振幅変調して得られる振幅変調信号に同
期する正弦波基準信号のピーク振幅値ａの二乗ａ２を決
定する回路とサンプリング手段とを具え、前記変調信号
をディジタル的に復調する方法及び回路に関するもので
あり、また斯様な方法の、例えばテレビジョン受信機の
ビデオ周波信号のクロミナンス信号に対する復調段への
使用、実際には斯種の復調段を具えているテレビジョン
受信機にも関するものである。

１９８２年１０月２９日付けの本願人による出願のフラ
ンス国特許願第８２１８２５４号には、一方では変調信
号からその変調信号の周波数に比例する第１デイジタル
信号を再生すると共に、他・方では変調信号のピーク振
幅値の二乗に比例する第２デイジタル信号を再生する手
段を採る復調回路について記載しである。

上記特許出願に記載されている変調信号の周波数及びそ
の変調信号のピーク振１１１１値の二乗を決定するのに
用いられる復調処理につき以下簡単に説明する。

アナログ入力信号の一般式をｘ　＝　ａ−ｓｉｎωｔな
るものとすれば、第１及び第２レジスタ２０゜２１（第
１ａ図）の出力端子と、アナログ−ディジタル変換器１
０（第１ａ図）の出力端子に現われるディジタル信号は
、一定のサンプリング周波数（Ｆｅ　＝１／Ｔ　）では
それぞれ次式のように表わされる。即ち、 （１）１−１ｎの場合、　Ｘｎ＝ａＳｉｎωｔｎ（２）
　ｔ　ｘ　ｔｎ＋　Ｔの場合、ｘｎ＋、”　ａ’　ｓ　
Ｉｎ　（ωｔｎ十ψ）（８）　ｔ　＝　ｔ、＋２Ｔ　ノ
場合、　ｘｎ＋２＝ａ−ｓｉｎ　Ｉ　”ｔｎ＋２φンこ
れらの８つの連続測定値Ｘｎ　＋　Ｘｎ＋□’　Ｘｎ＋
２から角度位相偏移量（角移相社］の余弦値を次式、即
ち によって表わすことができる。

あり、ここにＦｅは選定した一定のサンプリング周波数
であり、Ｆｓは変調信号の周波数（ＦＳ　＝　−）２π であるので、 が得られ、これにより入力信号の周波数を決定したり、
例えばＳＥ（ＣＡＭ方式の場合には周波截変調されてい
るクロミナンス信号を復調したりすることが可能となる
。

同様に、８つの同一の連続測定値から変調信号の振幅値
ａの二乗を次式（６）及び（７）によって表わすことが
でき、これらの式は簡単な三角法により式（１）〜（３
）から容易に導出することができる。

これは下記のような一般式によって表わすことができる
。

１９８１年８月１７日付けの出願に相当するフランス国
特許第２５０２４２）３号明細書にはディジタル周波数
変調したクロミナンス信号又は２つの直角位相搬送波な
搬送波抑圧振幅変調して得られる振幅変調クロミナンス
信号を復調する復調器につき記ＹＲされている。この明
細書に記載されている復調法は平面ＯＸＹ内で向きを変
えるベクトルによって周波数変調信号又は振幅変調信号
を表わすようにしたものであり、斯かる変調信号は、周
波数か４　Ｆ’の信号、即ち、 一周波数変調の場合（ＳＥＣＡＭ）に対する周波数帯域
の中心周波数よりも、 −又は振幅変調の場合（ＰＡＬ）に対する搬送波周波数
よりも４倍高い周波数の信号によりサンプルされる。

本発明にとって関心のあるＰＡＬタイプの振幅、変調の
場合には、周波数が４Ｆの信号で変調信号をサンプリン
グするのに復調処置が制限されるため、斯かる振幅変−
を周波数変調に変えている。

その理由は、周波数変調は周波数偏移に関連する近似値
にならって復調が簡単であるからである。

本発明の目的は、基準信号のレート（繰返し周波数ン及
び変調信号のレートを同期させても、同期させなくても
良く、前記両信号のレートが広い周波＠９＠曲にわたっ
て発生し得るようにした冒頭にて述べた復調方法及びデ
ィジタル式の復調回路を提供することにあり、しかも前
記復調方法を簡単な代数式を用いて実行し得るようにす
ることにある。

本発明は、同一周波数Ｂ’ｓの２つの直角位相関係にあ
る搬送波を搬送波抑圧振幅変調して得られる振幅変調信
号に同期する正弦波基準信号のピーク振幅値五の二乗ａ
２を決定する回路と、周波数Ｆｅによって規定されるレ
ートでサンプリングする手段とを具え、前記変調信号が
、ｍｐ＋□−ｕ　−ｃｏｓ（α＋にφ）十ｖ−ｓｉｎ（
α−１−にφンにて表わされ、ここにφ−ｊｅ Ｓ ・＝２ππとし、αを初期の角移相鍬とし、かつ冬を周
期’ｒ＝１７’ｈｅの数として前記振幅変調信号をディ
ジタル的に復調する方法において、該方法がニーにの値
をゼロとする予定瞬時ｔｒＨ−□における基準信号Ｘｎ
＋。の符号及び該基準信号の導関数の符号を決定すると
共に、その後にそれらの符号な記憶させる工程と； 一前記瞬時ｔｎ十ｍに、実際の角移相ｈ１αアとして示
される初期の角移相量の正弦値の二乗又は該二乗値の逆
数を式１／Ｓｌｎα＝　ａ”／Ｘ′ｎ＋□に従って決定
する工程と； 一α、の値を決定した後に、慣例の三角法の４つの象限
の１つにて選定されるａｒｃｓｉｎα１の値の内の１つ
の値に相当する値αＴを決定１゛る工程と；−αＴの値
と、選択象限の認識と、同じ瞬時ｔｎ＋ｍにおける基準
信号の符号及び該基準信号の導関数の符号とから実際の
角移相層α１を決定する工程と； 御名サンプリングレートの瞬時に値α、＋にφモジュロ
２πを逐次決定し、その後これらの値を、記憶させる工
程と； 一サンプリングレートの２つの連続瞬時に対す７）ｓｉ
ｎ（Ｃ１−＋にφ）及びｃｏｓ（α、＋にφ］と、５ｉ
ｎ（α、＋（ｋ−Ｉ　Ｊφ）及びＣ０５（α、＋（ｋ＋
１　）φ）との対を成す値を順次決定して、記１意させ
る工程と； 一変調信号の２つのサンプルｍｐ及びｍｐ十□がら変調
信号に比例するＵ及びＶの値を、 Ｕに比例するｍ、５ｉｎ（α、＋にφ）−”ｐ＋１　・
５ｉｎ（ｃｆｆｉ、＋（ｋ−ｔ　）φノ及び ｖｃ比例する”ｐ＋、・Ｃ０８（α、＋（ｋ−１）φ）
−ｍｐ−ｃｏ　ｓ　（（１゜＋にφ） により決定する工程； とを具えることを特徴とする復調方法にある。

以下図面につき本発明を説明する。

本発明によるディジタル振幅復調方法及びその回路ニよ
れば、ＰＡＬ方式によるクロミナンス情報成分を好適例
にて処理することができる。このためにテレビジョンラ
インの処理操作を、ここで基準信号として用いられるバ
ーストの処理操作と、その後における分析丁べき変調信
号としてここで、用いられるクロミナンス情報成分を含
んでいるテレビジョンラインの部分での処理操作とに順
次経時的に分割する。

バーストでの処理操作の目的は、つぎの処理操作中に用
いられるクロミナンス情報成分の振幅及ヒ位相について
のデータを各ライン毎に決定スルことにある。

バーストは全く安定な周波数を有している純粋な正弦波
であり、これはｘ　＝　ａ−１３ｉｎ　（＋＋　ｔと表
わすことができ、ここにω−２πＦｓであり、ＦＢは）
く−スト周波数である。この信号を周波数力）Ｆｅの信
号によってサンプルする。

ｘｎ＝ａｓｉｎ（ａＪｔｎ）　、Ｘｎ＋、＝ａＳｉｎ（
（ｌｌｔｎ＋φＪ　、Ｘｎ＋２＝ａｓｉｎ（ａｔｏ＋２
φンの如き各サンプルＸｎ＋ｚ　’　Ｘｎ＋ｘ　’Ｘｎ
＋：Ｚアナログーディジタル変換′ａｒｌＯ１第ルジス
タ２０及び第２レジスタ２１の出力端子にて入手可能と
なる。バーストとレート信号（サンプリング信号］との
間の角移相量（角位相偏移量）ｓ がφ−２π　に等しくなることは明らかである。

丁ｄ 既知の方法によれば、式（６）の計算をすることしこよ
、リバースト信号のピーク振幅値の二乗をめることがで
きる。

既知のＰＡＬテレビジョン方式では、バースト周波数を
完全に一定とする。一定のレート周波数で作動させるこ
とにより、角移相屋か一定・かつ完全に決定される。こ
れはａ２の計算で一定値として用いられる５ｉｎｓｌφ
についても云えることである。この計算は本願人の出願
による前記フランス国特許願第８２１８２５４号から既
知の方法によって行われ、この場合には第２計算装置２
８を例えばディジタル乗算器とし、第１計算装置２２を
メモリとし、このメモリには既に計算済みのＸｎ＋、の
結果をすべて記憶させである。第８計算装置２４は例え
ば減算器とするか、又はディジタルデータが２つの相補
的表現で示される場合には加算器とする。第５計算装置
８２は、これを乗算器とする場合に、その一方の入力端
子にて（Ｘｎ＋１　ｘｎ・Ｘｎ＋２　＋の演算結果を受
信すると共に、他方の入力端子にて１／５ｉｎ２φを表
わす所定のディジタル値を受信する。このディジタル値
は第５計算装置、８２を除算器とする場合にはｓｉｎ”
φを表わすものとする。いずれの場合にも式（０）で定
餞したようなａ２の値が得られる。このことは前記フラ
ンス国特許願第８２１８２５４号に既に記載しである通
りである。

変調信号の周波数又はサンプリングレートの周波数が実
際上一定でない場合には、角移相量に関連する例えばＣ
ＯＳφのようなパラメータの以前の測定値からｌ／５１
ｎ２φ又はｓｉｎ”φのイ１算を第４計算装置によって
１１なうことのできるようしこする０これら２つの周波
数が完全に一定である場合には斯かる第４計算装置を省
くことかでき、この場合には１／５ｉｎ２φ又はｓｉｎ
”φの値を第５１１算装置８２に直接入れることができ
る。

本発明の特徴及び利点につき以下説明する。

ディジタルデータ、例えば第２レジスタ２１の出力端子
力）らのディジタルデータはサブ回路４９（第１ｂ図）
に供給され、こσ〕サブ回路もま例えば不願人の出願に
係る１９８１年６月２４日出願のフランス国特許願第８
１１２４１２号に記載して、あるよう７２１！！！、知
のディジタルフィルタリング操作によって入力信号の導
関数を決定する。第６計算装置４４はｉ＋ｊ　＋１個の
一連のレジスタ、例えば第８レジスタ４１から第５レジ
スタ４８のデータＸｎ十ｍ＋ｉ　Ｓ＋ｘｎ＋ｍ−ｊを用
いるＯ従って１情報Ｘｎ十ｍ”３個の先行データ及び後
続の１個のデータはほぼ瞬時ｔｎ＋ｍに記憶される。各
情報成分に係数を重み付けすることにより次式の一般式
により上記入力信号の導関数を計算する。即ち、 このディジタルフィルタを構成するレジスタの個数は奇
＃１ｉ（ｉ＝ｊ）として、データＸｎ＋ｍが第４レジス
タ４２に記載されている期間中のレート瞬時の間に導関
数の計算を確定するのが有利である。レジスタの個数を
偶数個としたディジタルフィルタｕ−４ｊ　）を使用す
ることもできるが、この場合しこはレート（繰返し周波
数〕を適合させる必要がある。

同様に、ディジタルフィルタに２の整数乗に相当する係
数ａｐを用いて、ディジタルデータを単に？フトさせる
ことによって式（９）により計算を行なうようにするの
も有利である。このディジタルフィルタの目的は、斯か
る導関数の符号を保存しておくことにあるので、このフ
ィルタは正しい符号が得られるように構成しさえずれば
良く、ディジタル値そのものは左程問題にはならない。

従って、例えば８個のレジスタを有しているフィルタで
も、計算操作のためにデータをシフトさせるのに十分で
あることを確めた。斯かる導関数の符号及びそれに対応
するサンプルＸｎ＋ｍの符号は後に使用するためにメモ
リ装置４５に保存しておく。

Ｘｎ−４−ｍのディジタル値は第７計算装置４６に入力
され、この計算装置は対応する値”Ｘｎ−１−ｍをその
出力端子に供給する。この第７計算装坊４６はメモリ装
置によって構成するのが有利であり、斯かるメモリ装置
には既に予じめ計算しである値を記憶させておく。

従って、第２回路１２の出力端子には１／Ｘｎ＋□の値
に対する信号○Ｃと、前記メモリ装置４５からの２つの
符号に対する信号ｄｄ及びｑｑとが得られる。ａ２を決
定した後に斯かる第２回路１２は、バーストの終了時点
の近くではあるが、テレビジョンラインのクロミナンス
情報成分が出現する前の瞬時に作動する。この瞬時は使
用する装置の動作速度により規定される。

信号ＣＣは第８回路１８の第８計算装置５゜（第１ａ図
ンに入力され、この計算装置は次式、即ち （１０）１／Ｓｌｎ　αｒ　＝　ａ　／Ｘｎ＋ｍにより
１／’５ｉｎ２（Ｘｒを計算する乗算器のようなもので
構成する。

第９計算装置５１は、１７ｓ＝ｎ２α１の値から例えば
慣例の三角法の第１象限（０・π／２）にて計算される
αＴＧ−て示され、かっαＴ　＝　ａｒｃ　Ｓｉｎα１
により表わされる値を決定することができる。α１の値
は、導関数の符号及び次表に従って弐α０）にて処理さ
れるサンプルと同じサンプルに対する信号の符号とを考
慮しし１０計算装置５２にて決定される。

信号の符号　導関数の符号　実行計算 第１象限　＋　＋　α、＝αＴ 第２象限　十　−α、−π−αＴ 第８象限　α１−π＋αＴ 第４象限　−十　αｒ−２π−αＴ αＴを他の象限で計算する場合には、π／２．π又は８
π／２にわたってシフトされるので、このことを考慮し
て当業者に明らかな方法で上記表の計算を行なう必要が
ある。

αアの値は第１０計算装置５２の出力端子に（信号ｒｒ
として）得られる。この値αアを第４回路１４（第１Ｏ
図）に導入し、この第４回路によって各選択レート周期
に対して上記の値α１を値φ＝２π・ｓ πだけ増分させ、その後α１の新規の値を次式、即ち αが新）＝αｒ（旧）＋φ により得た後、この値をその都度値２πと比較し、所妥
に応じ値２πの減算を行なってα１の値を（０゜２π）
の区間内に維持せしめるようにする。

この目的のため第４回路１４は、 ａ）第１０計算装置５２によって供給されるα１の値及
び第１２計算装置８８によって供給される連続値α、十
にφを選択する第１人力マルチプレクサ８０と； ｔ））９４１入力端子にて第１マルチプレクサ８０の出
力値を受信すると共に、第２入力端子にて角移相ｍφ＝
２π・ユを表わすディジタル値を受信するｅ 第１１計算装置８１と； Ｃ）ｉｆマルチプレクサ８ｏと、第１１計算装置８１と
、第１２計算装置８８と、第６レジスタ８２とによって
形成される閉ループ回路の動作を、前記選択レートの２
つの連続時間周期にわたり分けるようにするための第６
レジスタ８２と；ｄ）第６レジスタ８２の出力と、定数
２πを表わすディジタル値とを比較するディジタル比較
器８４と； ｅ）この比較器８４が、第６レジスタ８２の出力端子に
現われる結果が定数２π以上であることを検出する場合
に、定数２πを表わすディジタル値の減算をする第１２
計算装置８３； とによって形成する。

第７及び第８レジスタ９０及び９１はル−ト周期の期間
中計算値を保存し、これは後述する計算装置の別の操作
にとって必要である。第１４計算装置９８はメモリのよ
うなものとし、これＧこは予しめ計算した表を記憶させ
、このメモリにより各レート（繰返し周波数）周期に対
し値５ｉｎ（α１十にφ）（信号ｆ）の信号を供給ゼし
ぬる。この信号の以前の値は５ｉｎ（α、＋（ｋ−１）
φ）（信号ｅ）であり、これは第１０レジスタ９５の出
力端子に現われるｄ・・同様に、信号りは第１８計算装
置９２によって発生される値ＣＯＳ　（α、十にφンに
対応し、信号りは第９レジスタ９４によって発生される
ｆ直Ｃ０５（α、＋＋に−１）φ）に対応する。

ここで、周波数が同じであるも、直角位相関係にある２
つの副搬送波を皺調する２つの信号が次式の如く、即ち Ｑｔ）ｍｐ−ｕ−ｃｏｓｔα、＋（ｋ−（）φ）＋ｖｓ
ｉｎ（α、＋（ｋ−１）ｏ）として表わされることを考
慮すれば、つぎのサンプルは、 にて表わされる。なお、 ｅ＝ｓｉｎ（αｒ　十＜　Ｉｃ　−１）φ）　ｆ＝ｓｉ
ｎ（α、十にφ）ｇ＝ｃｏｓ（α、＋（ｋ−１）φＪ　
ｈ＝ｃｏｓ（α、十にφ）にて表わすものとすれば、 及び となることが容易に判る。ｇ−ｆ　−ｈ　−ｅ　−ｓｉ
ｎφとなることも容易に証明することができる。この値
は、周波数が一定の１個又は複数個の副搬送波の振幅を
変調する場合には一定である。成分Ｕ及びＶが（”　レ
ソ１１．　”ｐ’ｆ−１１１ｐ、Ｈ−□−ｅ及びｍｐ＋
、・ｇ−ｍｐ−ｈに比例することは推論することができ
る。実際例では計算精度、即ちデータを構成する２進エ
レメントの数をｓｉｎφの値に適合させる必要がある。

第１回路１１、例えば第１ルジスタ６δの出力端子から
供給されるサンプルｍｐｔ式１１）（信号ｂｂ　）は第
５回路１５（第１ｄ図）の遅延装置６０に入力され、ま
た、前記第１回路１１によって供給され、サンプルｍｐ
に対してＩレート周期にわたりシフトされており、第２
レジスタ２１の出力端子から取出されるサンプルｍｐ＋
１　（式１２）（信号ａａ　）は第５回路１５における
別の遅延装［６０ａに入力され、この遅延装置ｆｆ、６
　ｔｌ　ａは前記遅延装置６０と同一構成とする。これ
らの遅延装置は第１５計算装置６２と第１８計算装置７
θとに到来する情報成分の位相を一敏させる。第２マル
チプレクサ６１は第４回路１４（第１Ｃ図〕からの２つ
の結果ｆ及びｈを受信し、第１５計算装置６２は、２つ
の各レート周期の期間中にｍｐ−ｈ及びｍｐ−ｆの積値
を交互に決定し、これらの積値は第１ルジスタ６δ及び
第１２レジスタ６４しこ記憶される。同様に、第７回路
１７も”ｐ＋ｌ・ｇ及びｍｐ＋、・ｅの積値計算結果を
供給する。位相及びレートは、例えば減算器のような計
Ｈ装置６５か”ｐ＋１・ｇ−ｍｐ　、ｈの演算を行なう
ように規定する。各サンプリング瞬時の後に得られるク
ロミナンス情報ラインの全期間に対する結果は第１蓄積
兼計算回路６６に記憶されると共に、っぎのラインの期
間中その回路６６に保存される。回路６６はＰＡＬ方式
による慣例の信号処理原理に従って前記２つの連続２イ
ンの信号処理もする。

第１７計算装置６７は第１６計算装置６５の処理演算と
同様な処理演算をするが、この第１７計算装置６７では
他のレート位相に対するサンプル、ｍｐ−ｆ及びｍｐ＋
１・ｅについて処理演算をする。この減算処理、即ち、
ｍｐ　ｊ　ｆ−ｍｐ＋□・ｅの終了時に得られる結果は
第２蓄積兼計算回路６８に記憶される。

第５回路１５の出力端子には２つの同相成分Ｕ及びＶが
第１５計算装置６２のレートの例えば１／２のレートで
得られる。

サンプリング操作は極めて大ｆ！、な周波数範囲にわた
り行なうことができる。サンプリング周波数の下限値は
、分析すべき信号の最２％周波数に対し、その信号の各
周期にて少なくとも２つのサンプルを利用し得るように
規定されることは既知である。

従ッて、副搬送波そのものを正しくサンプリングする場
合には、その下限値をＦｅン２・（ＦＣａｒｒ　）ｍａ
工とする。上記変調信号だけを所望する場合には、下限
値をＦｅ≧”　（’ｎｏｄ）ｍａｘとし、これを例えば
式（８）により実行する。この２番目の制約にも拘らず
、前記変調信号を正しく再生するには所望解像度、従っ
てサンプル数を十分に考慮する必要がある。

本発明は上述した例のみに限定されるものでなく、幾多
の変更を加え得ること勿論である。特に、第１５計算装
置６２（第２図）は、第２計算装置２８、第５計算装置
８２及び第８ｉｔ算装置５０の計算をこの第１５計算装
置６２の拡張多重化により行なうように配置するのが有
利でｉ）る。従って、第８マルチプレクサ６１ａはつぎ
の信号を受信する。即ち、 ””　Ｘｎ−Ｈを表わす信号１００ ｍｐを表わす信号１０１ −　ｘ／ｓｉｎ”　ヲ表わす信号１０２−レジスタ１１
０の出力端子から到来する信号１０８つ 同様に、第４マルチプレクサ６１ｂはつぎの信号を受信
する。即ち、 −ｘｎを表わす信号１０５ −ｆを表わす信号１０６ −ｈを表わす信号１０７ 一第８計算装置２４から到来する信号１０８゜レジスタ
１１０はａ２の計算結果を後に使用するために保存する
。

第１５計算装置６２及び第１８計算装置７０は本発明の
目的から逸脱することなく種々の演算を別々に行なうべ
く多重させることもできる。

本発明はＰＡＬクロミナンス信号の復調用に適用し得る
だけでなく、副搬送波抑圧振幅変調により得られる同一
周波数で、直角位相関係にある２つの搬送波から成り、
同期正弦波基準信号を成すいずれの変調信号をも復調す
るのに使用することもできる。

同様に、第１５計算装置６２及び／又は第１８計算装置
７０の拡張多重化により、例えはＳＥＣｔＡＭタイプの
クロミナンス信号のような周波数変調信号の周波数及び
振幅復調を式（４）及び（６）によって表わされる既知
の方法で行なうことができる。

従って、１台のテレビジョン受（ｉ４機により随意ＰＡ
Ｌ及び／又はＳＥＯＡＭ方式によるクロミナンス情報成
分を復１４し得るようにすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は従来法によりピーク振幅値ａの二乗を決定す
る第１回路及び本発明による実角移相屋の値を決定する
第３回路を示すブロック線□□□；第１ｂ図は基準信号
の導関数、１／Ｘｎ＋ｍの値を計算すると共に、基準信
号の符号及び導関数の符号を決定する第２回路を示すブ
ロック線図；第１０図は各レート周期の初めにα、＋に
φの値を計算し、２つの連続レート瞬時に対する５ｉｎ
（αア＋にφ〕及びｃｏｓ（α、＋にφ）の値を８１算
する第４回路を示すブロック線図； 第１ｄ図は前記変調信号の同相及び直角位相成分を計算
するための第５回路を示すブロック線図；第２図は第１
５計算装置の人力多本回路を示すブロック線図である。 １０・・・アナｐグーディジタル変換器１１・・・第１
回路　１２・・・第２回路１８・・・第８回路　１４・
・・第４回路１５・・・第５回路　１６・・・第６回路
１７・・・第７回路　１８・・・第８回路１９・・・第
９回路　２ｏ・・・第２レジスタ２１°・・第２レジス
タ　２２・・・第１計算装置（メモリ）２８・・・第２
計算装置（ディジタル乗算器）２４・・・第８計算装置
（減算器又は加算器ン３１・・・第４計算装置

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　同一周波数ＦＢの２つの直角位相関係にある搬送波
   を搬送波抑圧振幅変ｍ！ｌ　Ｌで得られる振幅変調信号
   に同期する正弦波基準信号のピーク振幅値ａの二乗ａ２
   を決定する回路と、周波数Ｆｅによって規定されるレー
   トでサンプリングする手段とを具え、前記変調信号が、
   角移相坩とし、かつに′ｆｒ：周期Ｔ＝１７Ｆｅの数と
   して前記振幅変調信号をテイジタル的に復調する方法に
   おいて、該方法がニ ートの値をゼロとする予定瞬時ｔｎ−１−ｍにおける基
   準信号Ｘｎ＋ｍの符号及び該基準信号の導関数の符号を
   決定すると共に、その後にそれらの符号を記憶させる工
   程と； 一前記瞬時ｔｎ＋ｍに、実際の角移相所αアとして示さ
   れる初期の角移相最の正弦値の二乗又は該二乗値の逆数
   を式１／Ｓｉｎ〜＝ａ／Ｘｎ＋ｍに従って決定する工程
   と； 一α１の値を決定した後に、慣例の三角法（７）　４つ
   の象限の１つにて選定されるａｒｃ　ｓｉｎα１の値の
   内の１つの値に相当する値αＴを決定する工程と； 一αＴの値とＳ選択象限の認識と、同じ瞬時ｔｎ＋ｍに
   おける基準信号の符号及び該基準信号の導関数の符号と
   から実際の角移相泉α１を決定する工程と； 御名サンプリングレートの瞬時に値α、＋にψモジュロ
   ２πを逐次決定し、その後これらの値を記憶させる工程
   と； −サンプリングレートの２つの連続瞬時に対する５ｉｎ
   （α、＋　Ｍ＋　）及びｃｏｓ（α、＋にφ）と、５ｉ
   ｎ（α、＋（ｋ−１）φン及びｃｏｓ（α、＋（ｋ＋１
   　）φノとの対を成す値を順次決定して、記憶させる工
   程と；−変調信号の２つのサンプルｍｐ及びｍｐ＋、か
   ら変調信号に比例するＵ及びＶの値を、Ｕに比例するｍ
   −５ｉｎ（％＋にφ）　”ｐ＋１・５ｉｎ（％−１−及
   び ■に比例する”ｐ＋、・ｃｏｓ　（α、＋（ｋ−ｘ）φ
   ）−ｍｐ−ｃｏｓ　（α□＋にφ） により決定する工程； とを具えることを特徴とする復調方法。 ２　同一周波数の２つの直角位相関係にある搬送波を搬
   送波抑圧振幅変調して得られる振幅変調信号に同期する
   基準信号のピーク振幅値Δの二乗ａ　を決定する第１回
   路を具え、該第１回路がアナログ−ディジタル変換器と
   、第１及び第２レジスタと、第１、第２、第８、第４及
   び第５計算装置を含み、前記第５計算装置がその出力端
   子から前記基準信号のピーク振幅値の二乗ａ２を表わす
   サンプルを供給するようにして前記振幅変ｉ’Ｊ！ｔ　
   ４：５号をディジタル的に復調するための復調回路にお
   いて、該復調回路が； Ａ−サンプルＸｎ＋ｍが現われる選定瞬時ｔｎ−４−ｍ
   に、これと同じ瞬時における基準信号の符号及び該基準
   信号の導関数の符号を決定する第２回路にあって、 ａｌ例えばディジタルフィルタタイプのような成る信号
   の導関数を決定し、 ａｌ）例えば第２レジスタから到来する連続サンプルＸ
   ｎ＋ｍ＋１〜Ｘｎ＋□−ｊを記憶させる例えば第３、第
   ４及び第５レジスタのようす所定数のレジスタの直列回
   路と； ａ２ンサンプルＸｎ＋ｍ＋ｉ″−Ｘｎ＋ｍ−ｊが供給さ
   れ、既知のディジタル式のフィルタリング法により瞬時
   ｔｎ＋ｍに前記サンプルを表わす信号の導関数を計算す
   る第６計算装置； とによって形成されるサブ回路と； ｂ／／準信号の符号及びこれと同じ基準信号の導関数の
   符号についての情報分保存するための記憶装置と； Ｃ／第４レジスタの出方端子に接続され、Ｘ’ｎ＋。を
   記憶すると共に、関数ｌ／Ｘ２　を表ゎｎ十ｍ すサンプルを供給する第７計算装置； とによって形成される第２回路と； Ｂ−前記サンプルＸｎ＋。に対して角移相鍛αエモジュ
   ロ２πを計算し得る第８回路にあって、 ａ／第５及び第７計算装置から到来するデータが供給さ
   れて、関数１／Ｓｉｎα１＝ａ／Ｘｎ十。 を表わすサンプルを供給する第８計算装置と；ｂ／／第
   ８計算装置の出力端子に入力端子が接続されており、慣
   例の三角法による４つのの象限の内の最初に一選定した
   象限に対して決定される関数ａｒｃ　ｓｉｎα１を表わ
   す以後αＴにて示すサンプルを出力端子から供給する第
   ９８を算装置と； ０／該第９計算装置の出力端子及び前記記憶装置の２個
   の出力端子に接続される入力端子を有しており、αＴの
   値から区１ｆｔｌ　Ｏ〜２π内での実際の角移相社α１
   をＮ１算する第１０計算装置； とによって形成される第８回路と； ０−αアの計算終了時に変調信号を処理し、変調信号に
   関連する関＠５ｉｎ（αア＋にφ）　、　５ｉｎｔａ、
   ＋（ｋ−ｚ）φ）　、ｃｏｓ（α１＋にφ）　、ｃｏｓ
   （α、十＋に−１）φ）を表わす値を供給するための第
   ４回路にあって、 ａｌ　第１０計算装置によって供給されるαアの値を選
   択し、その後第１２計算装置によって供給される連続値
   αア＋にφを選択する第１人力マルチプレクサと； ｂ／該該第１カカマルチプレクサ出方を受信する第１人
   力端子と、角移相景φを表わすディジタル値を受信する
   第２人力端子とを有している第１１計算装置と； Ｃ／第１マルチプレクサと、第１１＃ｆ’ＪＩ装置と、
   第１２計算装置と、第６レジスタとによって形成される
   閉ループ回路の動作を、前記選定レートの２つの連続時
   間周期にわたり分けるようにする第６レジスタと； ｄ／／第６レジスタの出方と、定数２πを表すすディジ
   タル値とを比較するディジタル比較器と； ｅ／　α１モジユロ２πを供給する第１２計算装置と； ｆ／該第１２計算装置によって行なった計算結果を選定
   レートで保存する第７レジスタと； ｇ／該第７レジスタの前記出力信号レートを１サイクル
   だけ遅延させる第８レジスタと；ｈ／関数ｓｉ、ｎ（ａ
   、＋にφ）及びｃｏｓ（α、＋−にφ）の値をそれぞれ
   発生する第１８及び第１４計算装置と； ゾ以前の結果５ｉｎ（α、＋（ｋ、−１）φン及びｃｏ
   ｓ（αア＋（ｋ−１）φ）の値を選定レートで保存する
   第９及び第１Ｏレジスタ； とによって形成される第４回路と； Ｄ−第５回路にあって、 ａ／２進エレメントの数をＨ１°算し、成る変調信号の
   振幅値を８１算し得る回路で、ａ’り例えば第２レジス
   タの出力端子から取出されるサンプルｍｐを遅延させて
   、ｊ１３．　ｌ　５計算装置の２つの入力端子に到来す
   るサンプルが同相となるようにする遅延装置と；ａ２）
   入力端子が第１８及び第１４計算装置の出力端子に接続
   される第２マルチプレクサと； ａ８）入力端子が第２マルチプレクサの出力端子と、遅
   延装置の出力端子に接続され、積値ｍｐ−１１及びｍｐ
   −ｆを表わすサンプルを選定レートで逐次発生せしめる
   第１５計算装置と；ａ４）積値ｍｐ−ｈの結果及び積値
   ｍｐ−ｆの結果がそれぞれ供給され、第１５計算装置の
   レートに比べ１／２のレートで交互に作動する第１１及
   び第１２レジスタ； で形成される第６回路と； ｂ／第６回路と同−設計で、例えば第２レジスタの出力
   端子から取出されるサンプルｍｐに対するレートの１周
   期分にわたってシフトされたサンプルｍｐ＋□を受信し
   、積値ｍｐ＋、・ｇ及びｍｐ＋□・ｅを表わすサンプル
   を出力端子から交互に供給する第１８計算装置を有して
   いる第７回路と； Ｃ／第６回路及び第７回路の各出力端子に接続される入
   力端子を有しており、ｍｐ＋□・ｇ−ｍｐ−ｈの演算結
   果を表わすサンプルを同一位相レートで供給する第１６
   計算装置と；ｄ／該第１６計算装置と同−設計であるも
   、第６及び第７回路によって異なるレートでそれぞれ供
   給されるサンプルに作用して、他の変調信号ｍｐ−ｆ　
   −ｍｐ＋１・ｅに比例するサンプルを供給する第１７計
   算装置； とによって形成される第５回路； とを含み、基準信号のレート及び変調信号のレートが同
   期したり、非同期となり、これら両信号のレートが広い
   周波数範囲にわたり発生し得るようにしたことを特徴と
   する復調回路。 ＆　基準信号及び変調信号かＰＡＬタイプのテレビジョ
   ンラインのバーストイハ号とクロミナンス信号とによっ
   て構成される特ｇ′ｆ請求の範囲２記載の復調回路にお
   いて、該復調回路が：ａ／ＰＡＬタイプのテレビジョン
   信号に対する既知の方法により前記Ｎ″Ｊ１６計算装置
   により供給される２つの連続テレビジョンラインの情報
   成分を処理する第１蓄積兼計算回路と； ｂ／動作モードが前記第１蓄積兼計算回路に似ているも
   、前記第１７計算装置により供給されるデータを処理す
   る第２蓄積兼計算回路； とを具えることを特徴とする復調回路。 表　特許請求の範囲２及び８のいずれが１つに記載の復
   調回路において、第１５及び／又は第１７計算装置が多
   重入力端子を有しており、テレビジョンラインを処理す
   る瞬時に応じて第２、第５及び第８計算装置を順次交替
   させて、前記計算装置を使用する前Ｇこ前記多重入力端
   子により前記計算装置を使用し得るようにし、かつ前記
   第７、第９、第１８及び第１４計算装置をメモリとし、
   これらのメモリに予じめ計算したデータを記憶させるよ
   うにしたことを特徴とする復調回路。 ６　特許請求の範囲２〜４のいずれが１つに記載の復調
   回路において、前記第６計算装置に２の整数乗に相当す
   る係数を用い、これらの係数を用いて行なう計算を、２
   進データを単にシフトさせることにより行なうようにし
   たことを特徴とする復調回路。 ６、　特許請求の範囲２〜５のいずれか１つに記載の復
   調回路において、ディジタルフィルタを奇数トランスバ
   ーサルフィルタとしたことを特徴とする復調回路。 Ｉ　特許請求の範囲２〜６のいずれか１つに記載の振幅
   復調回路を具えることを特徴とするテレビジョン受信機
   。 ＆　特許請求の範囲２〜６のいずれか１つに記載の復調
   回路において、第１５及び／又は第１８計算装置の機能
   を多重させて、前記振幅のような周波数変調信号を復調
   するようにし、この場合に、第４計算装置の入力端子が
   上記変調信号の周波数ＦＳの変調又は展開により可変信
   号ＣＯＳφを受信するようにしたことを特徴とする復調
   回路。 ９、　特許請求の範囲２〜６のいずれか１つに記載のＰ
   ＡＬ振幅復調回路及び特許請求の範囲８記載のＳＫＯＡ
   Ｍ周波数復調回路を具えるようにしたことを特徴とする
   テレビジョン受信機。