JPS6110968A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、例えばルームエアコンやパッケージエアコ
ンにおける誘導モータの可変速駆動などに好適するイン
バータ装置に関する。

〔従来の技術〕

この種のインバータ装置、例えばチョッパ４電圧制御正
弦ｉ近似インバータは、一般に第９図に示すように構成
される。図中、ＩＦｉ交流電源、２は整流器、３はチョ
ッパ用トランジスタ、４はチョーク・コイル、５はコン
デンサ、６はトランジスタ・ブリッジ、７はインバータ
の出力端である。第９図に示す従来のインバータの作用
は次のようである。

交流電源１から給電される交流電圧は、整流器２によっ
て直流に整流される。この整流電圧（直流電圧）は、チ
ョッパ用トランジスタ３がオン／オンすることにより断
続されるが、チョーク・コイル（リアクタ）４により平
滑にされ、コンデンサ５によりさらに平滑にされて安定
した直流電圧となる。この直流電圧はトランジスタ・ブ
リッジ６に供給される。しかして、トランジスタ・ブリ
ッジ６の各トランジスタを交互にオン／オフするととに
より、任意の周波数の３相交流が出力端７に出力される
。

第９図に示すインバータの作用についてさらに説明する
。インバータで誘導モータを可変速駆動する場合、一般
に第１０図のように周波数と電圧の比を一定に制御する
ことが多い。これは誘導モータを効率よく使用するため
である。

そのため第９図に示すインバータでは、チョッパ用トラ
ンジスタ３のオン時間とオフ時間の比率（デー−ティ比
）を変化させることにより、コンデンサ５の両極に印加
される直流電圧を変化させ、これによって出力電圧を変
化させる。

この様子を第１１図（ａ）　、　（ｂ）に示す。第１１
図（ａ）。

（ｂ）は出力端７の線間電圧を示し、（ａ）は高周波数
、高電圧時の電圧波形であシ、（ｂ）は低周波数、低電
圧時の電圧波形である。第１１図（、）においてａｌで
示す振幅は、第１１図（ｂ）において＆２で示す振幅よ
り大きい。８１で示す振幅を得るためＫは、チョッパ用
トランジスタ３のオン時間の割合を多くし、ａ２で示す
振幅を得るためには、チョッパ用トランジスタ３のオフ
時間の割合を多くして、この作用を実現している。さら
に、誘導モータを可変速駆動する場合、正弦波電圧をモ
ータに印加すると最もモータ効率が良いことが知られて
いる。そこで出力電圧を正弦波に近づけるために、トラ
ンジスタ・ブリッジ６を出力周波数の１周期中にもオン
／オフさせることにより、第１１図に示すような電圧波
形を出力する。

この電圧波形は第１１図で点線で示したような正弦波を
近似している。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところが、第９図に示すような従来のインパーク装置に
は下記のような欠点がある。即ち、電圧制御をチョッパ
で行っているため、整流された直流電圧を降圧させる制
御しかできない。

整流器が理想的整流器であれば、給電される交流電圧の
波高値が最大限得られる直流電圧であル、実用的には給
電される交流電圧の実効値と同程度の直流電圧しか得ら
れない。そのため、第１０図に示すような周波数−電圧
特性は、実際には第１２図に示すように、種々の工夫が
施されたものになっている。

第１２図において、ＡＶｉ、理想的な周波数−電圧特性
である。しかし、出力電圧の上限がＶＲであれば、Ｂの
ように定格周波数ＦＲ以上では電圧を一定にする場合が
ある。このとき、ＦＲ以上の周波数では電圧が不足する
ため、モータのトルク不足およびモータ電流の増加によ
るモータ効率の低下、インバータの電流容量不足、モー
タの発熱による焼損など種々の不具合を発生する。捷た
Ｃのように最高運転周波数Ｆ、で最大電圧ｖＲが得られ
るような周波数−電圧特性を使用し、た場合、Ｂの特性
のときに効率のよいモータを使うならば、全周波数領域
においてＢにおけるＦ、からＦ＋　’Ｅでの不具合と同
様の電圧不足による種々の不具合が発生する。そこで、
このような場合には、Ｃの特性で効率のよいモータに交
換する必要がある。ところが、さらにＦ２まで駆動した
いというような場合、周波数−電圧特性をＤに変更する
ことはインバータでは比較的容易にできるが、モータは
Ｄのカーブに合うようなものに交換する必要があシ実用
的でない。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたもので、理想的
な周波数−電圧特性が入力直流電圧で制限されることな
く得られるようにすることを技術的課題とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の技術的課題を解決するために、本発明では入力直
流電圧の昇圧を行なう昇圧コンバータと、この昇圧コン
バータから供給される直流電圧を近似正弦波電圧に変換
する正弦波近似・やルス幅変調回路とが設けられる。上
記昇圧コンバータは、周波数指令に応じて直流電圧制御
を行なう直流電圧制御回路を有し、上記正弦波近似パル
ス幅変調回路は、パルス幅変調によ勺近似正弦波電圧制
御を行なう正弦波近似波形制御回路を有している。

〔作用〕

上記の解決手段においては、低周波数域では、正弦波近
似波形制御回路による・やルス幅変調により、近似正弦
波の電圧が周波数指令に応じて制御され、昇圧コンバー
タからの直流電圧に対する比が制御される。また、高周
波数域では、直流電圧制御回路の制御により、昇圧コン
バータでの入力直流電圧の昇圧が周波数指令に応じて制
御される。

〔発明の効果〕

本発明によれば、低周波数域では、ノ（ルス幅変調によ
り近似正弦波の電圧が制御されることにより、同周波数
域において所望の周波数−電圧特性が得られる。また、
高周波数域では、昇圧コンバータの直流電圧が制御され
ることにより、同周波数域において所望の周波数−電圧
特性が得られる。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例に係るインバータ装置の構成
を示す。同図において、８は交流電源、９は交流電源か
らの交流電圧を両波整流する両波整流回路、１０は両波
整流回路９により整流された電圧を平滑化する平滑用コ
ンデンサである。平滑用コンデンサ１０の一端はチョー
ク・コイルＪＪの一端に接続され、平滑用コンデ７’９
−１０の他端はチョッパ用トランジスタ１２のエミッタ
に接続される。このチョッパ用トランジスタ１２のコレ
クタは、チョーク・コイル１１の他端、および逆電圧阻
止用ダイオード１３のアノードに接続される。逆電圧阻
止用ダイオード１３のカソードは、電圧検出用の分圧抵
抗器１４の一端に接続される。この分圧抵抗器１４の他
端は電圧検出用の分圧抵抗器１５の一端に接続され、分
圧抵抗器１５の他端はチョッパ用トランジスタ１２のエ
ミッタおよび平滑用コンデンサ１６の一端に接続される
。この平滑用コンデンサ１６の他端は逆電圧阻止用ダイ
オード１３のカソードおよび分圧抵抗器１４の一端に接
続される。平滑用コンデンサ１６には、同コンデンサ１
６の両端電圧を近似正弦波電圧に変換するためのトラン
ジスタ・ブリッジ１７が接続される。

１８は直流電圧制御回路、１９は正弦波近似波形制御回
路である。直流電圧制御回路１８は、周波数指定入力端
２０、チョッパ用トランジスタ１２のベース、および分
圧抵抗器１４．１５の共通接続点に接続される。直流電
圧制御回路１８は、分圧抵抗器１４．１５により検出さ
れた電圧、および入力端２０からの周波数指令に応じ、
チョッパ用トランジスタ１２のオン／オフ制御を行なう
。廿た、正弦波近似波形制御回路１９は、周波数指定入
力端２０．およびトランジスタ・ブリッジ１７の各トラ
ンジスタのベースに接続される。正弦波近似波形制御回
路１９は、入力端２０からの周波数指令に応じ、トラン
ジスタ・ブリッジ１７をパルス幅変調制御する。しかし
て、トランジスタ・プリン・ゾ１７の出力端（３つの出
力端）２１（の線間）には、近似正弦波出力電圧が生じ
る。

３０はチョーク・コイル１１．チョッパ用トランジスタ
１２、逆電圧阻止用ダイオード１３、分圧抵抗器１４．
１５、および直流電圧制御回路１８を有する昇圧コンバ
ータ、３１はトランジスタ・ブリッジ１７および正弦波
近似波形制御回路Ｊ９を有するインバータ（正弦波近゛
似パルス幅変調回路）である。

次に、第１図の構成の動作を、第２図乃至第８図を適宜
参照して説明する。交流友Ｉ電源８から供給される交流
電圧は、両波整流回路９により直流に変換され、さらに
平滑用コンデンサ１０により平滑にされて昇圧コンバー
タ３０に入力される。昇圧コンバータ３０内のチョーク
・コイル１ノは、チョッパ用トランジスタ１２がオンの
間にエネルギーを蓄積し、チョッ／”用トランジスタ１
２がオフの間に、上記蓄積したエネルギーを逆電圧阻止
用ダイオード１３を介して平滑用コンデンサＪ６に放出
する。ナヨノノぐ用トランジスタ１２がオフの間に平滑
用コンデンサ１６に印加される電圧は、平滑用コンデン
サ１０の両端の直流電圧に上記の蓄積エネルギーによる
電圧増加分が重畳されたものとなる。

これにより、昇圧の機能が達成される。また、チョッパ
用トランジスタ１２がオンの間には、出力側の電圧（平
滑用コンデンサ１６の両端の電圧）が入力側の電圧（平
滑用コンデンサ１０の両端の電圧）よシ高くなるが、ダ
イオード１３の逆電圧阻止作用により出力側と入力側の
電圧の関係は保持される。

直流電圧制御回路１８は、電圧検出用分圧抵抗器１４．
１５により検出された電圧、即ち平滑用コンデンサ１６
の両端電圧（出力側電圧）に比例した電圧をフィードバ
ックしてチョッパ用トランジスタ１２のオン／オフ時間
を制御する。例えば、直流電圧制御回路１８の指令によ
りチョノパ用トランジスタＩ２のオン時間の比率が大き
くなると、その間にチョーク・コイル１１に蓄積される
エネルギーは増加し、したがって平滑用コンデンサ１６
の両端の直流電圧は高くなる。逆に、チョッパ用トラン
ジスタ１２のオン時間の比率が小さくなると、チョーク
・コイル１１に蓄積されるエネルギーは小さくなり、し
たがって平滑用コンデンサ１６の両端の直流電圧は低く
なる。またチョッパ用トランジスタ１２をオフさせたま
まの状態では、平滑用コンデンサ１６の両端の電圧は、
チョーク・コイル１１、ダイオード１３など回路素子の
電圧降下、損失を無視すれば、平滑用コンデンサ１０の
両端の電圧に等しくなる。この状態における直流電圧（
平滑用コンデンサ１６の両端電圧）が最低電圧となる。

直流電圧制御回路１８は、周波数指令入力端２０に与え
られる周波数指令に応じ、第２図の周波数−直流電圧特
性図に示すように、予め定められた周波数、例えば定格
周波数ＦＲを境に、これよシ低い周波数では直流電圧を
定格電圧ＶＲに一定に保ち、高い周波数では、周波数に
対し直線的に直流電圧を増加させるよう制御を行なう。

トランジスタ・ブリッジ１７および正弦波近似波形制御
回路１９は、インバータ３１を構成する。正弦波近似波
形制御回路１９は、平滑用コンデンサ１６の両端電圧（
直流電圧）が供給されるトランジスタ・ブリッジ１７を
パルス幅変調制御することにより、第３図（ａ）　、　
（ｂ）の電圧波形図に示すように、近似正弦波の周波数
および直流電圧に対する電圧比率（第３図（ＩＬ）でけ
ｂ＋／ａ＋＋第３図（ｂ）ではｂ２／ａ２）を制御する
。

なお、第３図は、出力端２ノの線間電圧の一相分を示し
たものである。

さらに正弦波近似波形制御回路１９は、周波に示すよう
に、正弦波出力電圧／直流電圧を、予め定められた周波
数、例えば定格周波数ＦＲを境に、低周波数側では周波
数に比例ζせ、高周波数側では一定にきせるように制御
する。

以上に述べた昇圧コンパ〜りの作用（第２図）とインバ
ータの作用（第４図）により、周波数−電圧特性として
第５図にＡで示すような理想的な特性が得られる。した
がって、本実施例によれば、第９図に示す如き従来のイ
ンバータ装置に比べ、以下の効果が得られる。但し、こ
こで従来のものとしては、第５図においてＢ、Ｃで示す
特性をもつ場合を示す。周波数−電圧特性Ｂは、定格周
波数ＦＲ以下では周波数−電圧特性Ａと同一の特性をも
たせ、ＦＲｖ上では一定（＝定格電圧ｖＲ）にさせた場
合であり、周波数−電圧特性Ｃは、最高運転周波数Ｆ、
で定格電圧′） ■Ｒとガる、ように直線的に周波数−電圧特性を変化さ
せる場合である。

（１）発生トルクＴは、電圧Ｖと周波数Ｆの比に比例し
、Ｔ５Ｖ／Ｆの関係がある。したがって、本実施例での
周波数−電圧特性Ａによれば、発生トルクは第６図にＡ
で示すように一定となる。

これに対し、従来の周波数−電圧特性Ｂでは、第６図に
Ｂで示すように、定格周波数以上では発生トルクは低減
する傾向にある。また、従来の周波数−電圧特性Ｃでは
、第６図にＣで示すように、発生トルクは一定となるも
ののＡに比して低い値になる。

（２）　　モータに流れる電流は、モータの発生トルク
が一定の場合には、本実施例での周波数−電圧特性Ａで
は、第７図にＡで示すように略一定となる。これに対し
、従来の周波数−電圧特性Ｂでは、上記電流は、第７図
にＢで示すように、定格周波数以上において増加する傾
向にある。また、従来の周波数−電圧特性Ｃでは、上記
両流は、第７図にＣで示すように、略一定となるものの
Ａに比して大きくなる。電流が大きい場合、インバータ
装置に使用するトランジスタの容量を大きくする必要が
あう、またモータの発熱による焼損など種々の不都合が
生じやすく、問題となる。

（３）　　また、モータの効率についても、第８図にＡ
で示すように、周波数−電圧特性Ａの場合が最も望まし
い。これに刻し、周波数−電圧特性Ｂでは、第８図にＢ
で示すように、定格周波数以上においてＡに比べてモー
タ効率低下の傾向にあシ、周波数−電圧特性Ｃでは、第
８図にＣで示すように、定格周波数以下においてＡに比
べてモータ効率低下の傾向にある。本実施例での周波数
−電圧特性Ａの場合にモータ効率が向上するのは以下の
理由による。即ち、モータの損失のうち、銅損は電流の
２乗に比例する。

したかって、モータ電流が一定となるＡの特性では、銅
損による損失量が一定となる二このため、トルク一定の
負荷では回転数の増加とともにモータの出力が増加する
にもかかわらず損失が増加せず、回転数の増加とともに
モータ効率が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るインバータ装置の回路
構成図、第２区は動作を組明するための周波数−直流電
圧特性図、第３図は近似正弦波出力電圧波形図、第４図
は周波数−正弦波出力電圧／直流電圧特性図＼第５図は
周波数−・出力電圧特性図、第６図は周波数−発生トル
ク特性図、第７図は周波数−モータ電流特性図、第８図
は周波数−モータ効率特性図、第９図は従来のインバー
タ装置の回路構成図、第１０図は理想的な周波数−出力
電圧特性図、第１１図は近似正弦波出力電圧波形図、第
１２図は理想的な特性に対する従来の周波数−出力電圧
特性図を示す。 １０．１６・・・平滑用コンデンサ、１１・・・チヨー
り・コイル、１２・・・チョッパ用トランジスタ、１３
・・逆電圧阻止用グイメート、１７・・トランジスタ・
ブリッジ、１８・・・直流電圧制御回路、１９・・・正
弦波近似波形制御回路、３０・・昇圧コンバータ、３１
・・・インバータ（正弦波近似ノヤルス幅変調回路）。 出願人復代理人　弁理士　鈴　江　武　彦第２図 ＦＲＦｌ ）＠芳叡 第３回 （ａ） （ｂ） 第４図 ・（ 工 遼 正 載歳敷 第９図 一手、 ２′ 第１０図 ｍ皿数 第１１図 （ａ） （ｂ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 周波数指令に応じて直流電圧制御を行なう直流電圧制御
   回路を有し、入力直流電圧の昇圧を行なう昇圧コンバー
   タと、上記周波数指令に応じ、パルス幅変調により近似
   正弦波電圧制御を行なう正弦波近似波形制御回路を有し
   、上記昇圧コンバータから供給される直流電圧を近似正
   弦波電圧に変換する正弦波近似パルス幅変調回路とを具
   備し、低周波数域ではパルス幅変調により近似正弦波の
   電圧を制御し、高周波数域では上記昇圧コンバータの直
   流電圧を制御するようにしたことを特徴とするインバー
   タ装置。