JPS61123209A - 周波数特性補正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本川ｌｌｌ７！の、；Ｔｌｌ１な説明（７）　ｖ　序＜
、を産業上の利用分野、 従来技術（第２図）、 解決すべき問題点、 問題点を解決するための手段（第１図）、作用、 実施例、 全体の１０ツク系統の説明（第１図）、補正しうる周波
数特性の説明（第３図）、周波数特性１１，１Ｊｆｉ１
回路１４の概略説明（第４図）。

電子制御型可変抵抗回路素子１６ｉの説明（第５図）、 インターフェース回路３１８の説明 （第６図（Ａ））、 補正制御信号の説明（第６図（Ｂ））、へ〇変換回路２
７の説明（第７図） 演算制御装置２Ｂの動作説明 （第８図（八）〜（Ｃ））、 各周波数帯域の信号の音圧レベル測定の説明（第９図）
、 隣接周波数への補正の影響の説明（第１０図）、フラッ
トレベル（シＲ［Ｆ）設定の他の例の説明（第１１図）
、 補正する周波数特性曲線の手動入力の説明（第１２図）
、 操作パネルの説明（第１３図）、 周波数特性制御回路１４の構成及び動作説明（第１４図
〜第１１図）、 周波数特性制御回路１４の他の例の説明（第１８図）、 発明の効果、 以上の順である。

（産業上の利用分野） 本発明は周波数特性補正装置に関し、特に音響信号（オ
ーディオ信号）の周波数特性をデジタルＩＩＩＩＩｌ信
号を用いて所望の周波数特性になるように補正制御する
周波数特性補正装置に関する。

（従　　来　　技　　術） 従来より、音響信号を複数の周波数帯域に分割し、各分
割周波数帯域の信号成分毎にそのレベルを互いに独立に
制御することにより、ｇ′？！信号に所望の周波数特性
を付与して出力する周波数特性補正装置、いわゆるグラ
フィック・イコライザが知られている。

上述したグラフィック・イコライＩＪ’を用いＣ周波数
特性を所望の特性とするには、従来より周波数帯域の分
割数に等しい数だ１ノ設けられた操作部（つまみ）を手
動で操作することにより行なっていたので、操作が煩雑
であった。

このため、マイクロブ０セツナ等から構成される演紳制
ｔ１１装置を用いて周波数特性ｉｔＩ制御用の信号を発
生し、デジタル的に周波数特性を補正、する装置も提案
されており、例えば、第２図に示すような装置が挙げら
れる。

第２図は従来の周波数特性補正装置の一例のブロック系
統図である。第２図において、ピンクノイズ発生器１よ
り取り出されたオクターブ当りのエネルギーが一定のノ
イズ（いわゆるピンクノイズ信号）はグラフィック・イ
コライザ２を介して増幅回路３に供給され、増幅回路３
で増幅された復、リスニングルーム等の音場４内に配置
されたスピーカ５により音場４空間内に放射された音は
、マイクロホン６により収昌されて電気信号（音響信号
）に変換された後、互いに通過周波数帯域が異なるｍ個
の帯域フィルタフ１ルフｍ＋、：並列に供給され、ｍ個
の周波数帯域の周波数成分に分割される。帯域フィルタ
７１〜７ｍから取り出された各周波数成分は、検波回路
８１〜８ｍを通してＡＤ変換回路９１〜９ｍに供給され
、ＡＤ変換回路９１〜９ｍでデジタル信号に変換された
後、デジタル演算処理装置１０に供給される。

デジタル演算処理装置１０はグラフィック・イコライザ
２の各共振周波数の信号レベルを制御し、周波数特性の
測定の結果が所望の周波数特性となるようにする。

ここで、グラフィック・イコライｌｆ２はデジタル演算
処理装置１０から出力されるアドレス信号とデータ信号
とのうち、アドレス信号をデコードして得たラッチパル
スによりデータ信号をラッチし、そのラッチ出力信号を
ｍ個のＤ＾変変目回路第２図中に図示せず）のうら所定
の１つの口へ挽回回路を通してｍ個のスイッチのうらの
対応する１つのスイッチをオンまたはオフとし、ｍ種類
の共振周波数の１つをピークの状態またはディップの状
態にするように構成されている。

また、従来装置の他の例としてＡＤ変換回路９１〜９ｍ
の代りに基準電圧と検波回路８１〜８ｍの出力検波電圧
とを各別に比較する比較回路をｍ個設け、この比較回路
の出力信号によりｍ個の可逆カウンタ回路のうち対応す
る可逆カウンタ回路の計数方向を制御し、所定のクロッ
ク信号を計数して得た可逆カウンタ回路の出力信号を上
述したＯＡ変換回路へ供給する構成の装置もあった。

（解決すべき問題点） しかし、第２図に示す従来の周波数特性補正゛装置はｍ
個のＡＤ変換回路９１〜９ｍと、グラフィック・イコラ
イザ２内にｍ１ｌｌのＯＡ変換回路とが夫々必要で、極
めて高価であるという問題点があった。

また、比較回路を用いた従来の周波数特性補正装置は基
準電圧を発生する発生回路が必要であり、しかも、ｍ種
の基ｔＩ！電圧を夫々所望の周波数特性に補正するため
に手動で調整しなければならず、補正に時間がかかる上
に所望の周波数特性を得にくいという問題点を有してい
た。

ところで、上記第２図以外の例としては、第６４回ＡＵ
ＤＩＯＥＮＧＩＮＥＥＲＩＮＧ　　５ＯＣＩＥＴＹ　　
（以下、ＡＥＳ　ト記す）（１９８０年１０月３１日〜
１１月３日、ニューヨークｒｉ催）　ｔ’ｄｂｘ、ＩＮ
ＣのＲｏｂｅｒｔ　　Ｗ、　Ａｄａｍｓにより発表され
たｒａｕｔｏｍａｔｉｃ　　ｅｑｕａｌｉｚｅｒ／ａｎ
ａｌｙｚｅｒ　Ｊがあり、また、特開昭５６−１７５０
７号公報（特願昭５４−９３４９８　＞記載の発明など
がある。上記２つの例の説明について本明細口中では詳
しく説明をしないので、必要であれば上記文献を参照さ
れたい。

上述した八ＥＳで発表された装置は１０バンドのイコラ
イザを１０個のフィルタと１０個の〇へ変換器（回路）
とから構成されており、このため、イコラ、イザは制御
されるバンド数に等しい数のフィルタとＯＡ変換器（回
路）とが必要、になる。また、このイコライザは４ピッ
Ｉ−のバンド選択データと８ビットのレベルａｘＪ　１
２Ｉｌデータとをイニ１ライずのＯＡ変換器（回路）に
パラレルで伝送する必要がある。従って、演算制御ｉＩ
装首とイコライザとの間の接続線数が多くなり、イコラ
イザの構成が皮相となる。さらに、イコライ１Ｆを複数
のバンドパスフィルタにより構成しているので、位相変
化による歪が発生するという問題点を有していた。

また、上述した特開昭５６−１７５０７号公報には１６
ビツトパラレルデータにより入力されたオーディオ信号
がレベル制御されるデジタル式信号ＩＡ６９装置が開示
されている。これは周波数特性を所望値に設定する場合
、マイクロコンピュータからの制御信号が１６ビツトと
比較的ビットの多いビット数のワード（データ長が長い
デジタル信号）で処理される結果、レベル調整回路ある
いはイコライザの構成が非常に複雑となり、コストの上
昇を招くと共に、イコライザの主要部分を集積回路（Ｉ
Ｃ）化することが容易でないという問題点を有していた
。

（問題点を解決するための手段） 第１図は本発明になる周波数特性補正装置の一実施例の
ブ［１ツク系統図であり、上述した問題点を解決するた
めの手段となる本発明の基本的構成要素は以下の通りで
ある。なお、括弧内に記載した構成要素は特許請求の範
囲に記載した構成要素である。

ピンクノイズ信号等の基準音声情報信号を出力するピン
クノイズ発生器１１（Ｍ準音声情報信号発生器）、 周波数特性補正時にピンクノイズ信号等の基準音声情報
信号を入力信号源として選択するように制御されるセレ
クタ回路１３（切換回路）、セレクタ回路１３の出力信
号を所定の信号レベルまで増幅する増幅回路１５（第１
の増幅回路）、インターフェース回路３１Ｂから供給さ
れる信号により［Ｃ共振回路１７１〜１７ｍの共振周波
数毎に増幅回路１５の利得を制御する電子制御型可変抵
抗素子１６１〜１６ｍ（可変抵抗回路網）、所定の複数
の異なる共振周波数のＬＣ共振回路１７１〜１７ｍ（共
振回路）、 演算制御装置２８から補正制御信号が供給され、補正制
御信号に対応して電子制御型可変抵抗素子１６１〜１６
ｍをｔＩｌｌｌｌｌｌするための信号を出力するインタ
ーフェース回路３１８（インターフェース回路）、増幅
回路１５の出力信号を所定の信号レベルまで増幅する増
幅回路１８（第２の増幅回路）。

音場に放射された音声信号を複数の周波数帯域別に分割
した後、検波して出力する周波数解析装置３２（周波数
解析装置）、 周波数解析装置３２の出力信号をアナログデジタル変換
するへ〇変換回路２７（アナログデジタル変換回路）、 ＡＯ変変目回路２１ら出力される複数の周波数帯域毎の
各信号の音圧レベルに対応するデジタル信号と、可聴周
波数全帯域に渡る信号の音圧レベルに対応するデジタル
信号とを比較して、両信＠間の差を求め、両信号間の差
が減少する方向へ周波数特性制御回路１４をυ制御する
ような補正制御信号を周波数特性制御回路１４のインタ
ーフェース回路３１８へ供給する演算制御ｌ装置２８（
演算制御装置）。

（作　　用） 本発明になる周波数特性補正装置は周波数特性補正時に
、例えば°、以下のような回路系統が構成される。

ピンクノイズ発生器１１ ↓ セレクタ回路１３ 、↓ ↓　　　　　　　　　演算制御装＠２８↓　　　　　　
　　　　　↑ 増幅回路１８　　　　　　　　＾ＯＯ換回路２１↓　　
　　　　　　　　　↑ スピーカ２０　　　　　　　　セレクタ回路２６↓　　
　　　　　　　　　↑ 音　　場１９　　　　　　　　周波数解析装置３２↓　
　　　　　　　　　　↑ マイクロホン２１　　　→　　セレクタ回路２３上記回
路系統によりピンクノイズ信号発生器１１から出力され
るピンクノイズ信号をセレクタ回路１３、増幅回路１５
、電子制御型可変抵抗素子１６１〜１６ｍ、ＬＣ共振回
路１７．〜１７ｍ及び増幅回路１８を介し゛Ｃスピーカ
２０により音場１９内へ放射し、放射されたピンクノイ
ズ信号をマイクロホン２１で収合し、セレクタ回路２３
を介して周波数解析装置３２で所定の周波数帯域別に分
離した後、へ〇変換回路２７でデジタル信号に変換して
出力する。

また、演Ｗａ＋ＩＩ御装置２８は可聴周波数全帯域に渡
って測定した音圧レベルに対応したデジタル信号と、上
記回路系統によりＡＤ変換回路２７から出力される周波
数帯域毎の音圧レベルに対応するデジタル信号と比較し
、比較した結果２信号間に差がある場合は差を求め、上
記２信号間に差がある信号の周波数帯域に関する情報、
上記２信号間の差の信号レベルに圓する情報からなる補
正制御信号をインターフェース回路３１８を介して電子
制御型可変抵抗素子１６１〜１６ｍへ供給して補ＩＴυ
制御信号に対応する周波数帯域の信号レベルを制御し、
すべての周波数帯域に渡って、上記２信号間の差がなく
なるまで、上述した動作を繰り返して実行することによ
り音場の周波数特性を所望の周波数特性に補正する。

（実　施　例） 以下に、第１図を参照して本発明になる周波数特性補正
装置の一実施例を説明する。第１図は本発明になる周波
数特性補正装置の一実施例のブロック系統図である。

第１図中、ピンクノイズ発生器１１より出力されたピン
クノイズ信号と８源１２から出力されたｇ￥１信号とは
夫々第１のセレクタ回路であるセレクタ回路１３に供給
される。セレクタ回路１３は後述する演算制御装置２８
よりの選択制御信号により周波数特性補正時にはピンク
ノイズ発生器１１から出力されるピンクノイズ信号を選
択出力するように制御される。

セレクタ回路１３により選択出力された信号は周波数特
性Ｆｉｌｌ　ｔ１１回路１４に供給され、ここで、予め
設定された互いに異なるｍ個の周波数帯域毎に入力信号
のレベルが（互いに独立に）制御されることにより第３
図に示すように周波数特性が可変制御される。

上述した第３図は第１図に示した本発明になる周波数特
性補正装置の一実施例により補正し得る周波数特性を示
し、■及び■で示す周波数特性範囲内において、任意の
周波数特性補正をすることができる。なお、第３図にお
いて、ｆｌ、ｆ２゜・・・、ｆｍは夫々後述する周波数
特性制御回路１４を構成するＬＣＣ共同回路１７＋、　
１７２　、・・・、１７ｍの共振周波数を示している。

周波数特性制御回路１４は増幅回路１５、ｍ個の電子制
御型可変抵抗素子（以下、単に可変抵抗素子と記すこと
もある）１６１〜１６ｍと、ｍ個のしＣ共振回路１７１
〜１７ｍを含み、これらは、より詳細には第４図に示す
如き構成とされている。

第４図に示すように増幅回路１５は抵抗器Ｒａ、演算増
幅回路３４及び抵抗器ＲＩＩＪ：す、構成されている。

また、抵抗器Ｒａと演算増幅回路３４の非反転入力端子
との接続端子３６と、抵抗器ｎｂど演算増幅回路３４の
反転入力端子との接続端子３１との間にｍ個の可変抵抗
素子１６１〜１６ｍが並列に接続されている。

更に、可変抵抗素子１６１〜１６ｍは夫々ＬＣ共撮回路
１１１〜１７ｍが各別に接続されている。ＬＣ共振回路
１７１〜１７ｍの各共振周波数は可聴周波数帯域内の互
いに異なるｍ種類の共振周波数に選定されている。また
、更に、３３は入力端子、３５は出力端子である。

上記可変抵抗素子１６１〜１６ｍは夫々同一の構成とさ
れており、例えば、第５図に示す如き等価回路で示され
る。

ｉ番目の１つの可変抵抗素子１６ｉは第５図に示す如く
、接続端子３６と接続端子３７との間に直列に接続され
た２０個の抵抗器Ｒ１〜Ｒｚｎと、夫々の一端が抵抗器
Ｒ１〜Ｒ２ｎの夫々の一端に接続され、他端が共通に端
子３９に接続された２０個の開閉成スイッチ（以下、単
に、スイッチと記すこともある）８１〜Ｓ２０と、抵抗
器ＲｎとＲｒＤＩとの接続点と、端子３９との間に接続
された１つの開閉成スイッチ（以下、単に、スイッチと
記すこともある）Ｓ。

とよりなり、抵抗器ＲｎとＲｎ＋１との接続点は更に端
子３８に接続されている。端子３８は接地され、端子３
９は可変抵抗素子１６ｉに対応する１つのしＣ共振回路
１１１（第５図中に図示せず）に接続される。

開閉成スイッチＳｏ及びＳ１〜Ｓ　ｚｎは演算制御装置
２８よりの制御信号により、どれか１つのスイッチのみ
が開成され、その他のスイッチは開成される。これによ
り可変抵抗素子１６１は端子３６及び端子３７を固定端
子とし、更に、端子３９を摺動端子とする可変抵抗鼎と
同様の構成になる。

なお、第１図は演算制御装置２８と周波数特性制御回路
１４との間の結線を簡略化して示しているが、実際は第
６図（Ａ）に示すようにクロックパルス信号、データ信
号、ストローブ信号の３種類の補正制御信号が伝送され
る結線があり、演算制御ＩＩｖｔＭ２８と周波数特性制
御回路１４（電子制御型可変抵抗素子１６１〜１６ｍ）
どの間には第６図（Ａ）に示すようなインターフェース
回路３１８が介挿されている。

データ信号は、後述するようにシリアルビットの第１の
データワード及び第２のデータワードを含んでいる。

なお、第６図（Ａ）は演算制御装＠２Ｂと周波数特性制
御回路１４との間の関係を説明するためのブロック系統
図、第６図（Ｂ）は演算制御回路２８から周波数特性制
御回路１４へ供給される３種類の補正制御信号のタイム
チャートで、また、第１図に示した増幅回路１５及び［
Ｃ共振回路１７１〜１７ｍは簡略化のため第６図（Ａ）
中では省略しである。

インターフェース回路３１８は演算制御回路２８から供
給される補正制御信号（可変抵抗素子１６１〜１６ｍを
一度に一つ制御するような補正制御信号）をシリアルに
デコードする。また、可変抵抗素子１６１〜１６ｍはイ
ンターフェース回路３１８から供給される信号により制
御される。

再、び、第５図を参照して説明すると、周波数特性制御
回路１４は周波数ｆｉ（これは、ＬＣ共振回路１７ｉの
共振周波数）を中心とする狭帯域においては、スイッチ
５ｏｆｆｉ閉成された時にフラットな周波数特性の所定
レベル特性を示し、スイッチＳｎよりＳ１方向へどれか
１つのスイッチを切換えていり（１１成していく）と徐
々に減衰蛋が大なるレベル減衰特性を示し、池方スイッ
チＳ　ｎ＋１−５−８２ｎのうち１つのスイッチを順次
Ｓ　ｚｎ方向へ切換でいく（開成していく）と徐々に大
なるレベル増強特性を示す。

再び、第１図に戻って説明覆ると、周波数特性補正時に
はセレクタ回路１３によりピンクノイズ信号が選択出力
され、上記構成の周波数特性制御回路１４により周波数
特性が制御された後、増幅回路１８を介してリスニング
ルーム等の音場１９内のスピーカ２０に供給され、発音
される。スピーカ２０より発音された音は音場１９内に
設けられたマイクロホン２１により収音されて電気信号
（音響信号）に変換された後、利得を可変できるよう構
成された可変利得増幅回路２２を介して第２のセレクタ
回路であるセレクタ回路２３に供給される。

セレクタ回路２３は周波数特性制御回路１４及び可変利
得増幅回路２２のいずれか一方の出力信号を演Ｆ［制御
装置２８よりの選択制ｍ＋信号により選択出力するよう
に構成されており、周波数特性補正時には可変利得増幅
回路２２の出力信号を選択出力するように制御される。

従って、周波数特性補正時には、セレクタ回路２３より
マイクロホン２１で音響−電気変換され、かつ、可変利
得増幅回路２２により増幅された電気信号が取り出され
、互いに異なるｍ＋１個の帯域通過帯域特性を有するフ
ィルタ回路２４ｏ〜２４ｍに夫々同時に供給され、ここ
で、ｍ＋１個の周波数帯域の周波数成分に夫々分割され
る。

なお、フィルタ回路２４１〜２４ｍの通過帯域の中心周
波数は前記ＥＣ共振回路１７１〜１７ｍの各共成特性に
夫々等しくされている。また、フィルタ回路２４０は可
聴周波数全帯域を通過帯域とするフィルタ回路である。

フィルタ回路２４０〜２４ｍより取り出されたａ＋＋１
個の各周波数成分に選別された信号は検波回路２５、〜
２５ｍにより検波された後、第３のセレクタ回路である
セレクタ回路２６に供給される。

なお、上述したフィルタ回路２４．〜２４ｍ及び検波回
路２５ｏ〜２５ｍは周波数解祈装肩３２を構成する要素
である。

セレクタ回路２６は、演算制御装置２８よりの選択制御
信号により周波数特性補正時には検波回路２５０〜２５
ｍの出力検波信号を順次巡回的に選択切換し、１つの検
波信号のみを出力するにうｔｉ制御され、その出力検波
信号をへ〇変換回路２７へ出力する。

へ〇変換回路２７は第７図に示す如く、抵抗器Ｒと２Ｒ
との各抵抗器よりなるはしご型の抵抗回路網にに個のバ
ッファアンプ４２１〜４２ｋを接続し、演算制御袋ｒＪ
２８よりバッファアンプ４２１〜４２にへ順次巡回的に
基準電圧を印加することにより、はしご型抵抗回路網よ
り一定周ＩＩの階段波を出力さゼて、コンパレータ４１
の一方の入力端子に印加し、コンパレータ４１の他方の
入力端子４０にはセレクタ回路２Ｇよりの検波信号（ア
ナログ信号）を印加する構成とされている。

すなわら、公知のはしご型式〇変換回路２１より取り出
される階段波とセレクタ回路２６よりの検波信号とを夫
々コンパレータ４１で比較することによりコンパレータ
４１より検波信号レベルに応じた時間タイミングで所定
極性の信号が出力され、演算制御装置２８へ入力される
。

演算制御装置２８は、例えば、後述するように中央演悼
処理装置（ＣＰｔＪ）等から構成されており、ＡＤ変変
目回路２７り検波信号レベルに応じた時間タイミングで
取り出された所定論理値のデジタル信号の入力タイミン
グにより検波信号レベルを各周波数帯域毎に順次判断し
、６揚１９の音響特性（周波数特性）を測定する。

しかる後、演樟制御装！２８はリード・オンリー・メモ
リ（以下、ＲＯＭと記す）２９に予め記憶されている複
数の周波数特性の中から任意に選択した１つの周波数特
性（例えば、フラットな周波数特性）に対応するデジタ
ル信号のビットに対応した信号レベルとＡＤ変換口路２
７から出力されるデジタル信号のビットに対応した信号
レベルとを夫々比較して、両者の間にレベル差がある場
合にはそのレベル差のある周波数帯域についてレベル差
をなく−す方向にレベル制御する補正制御信号を発生し
τ、この補正制御信号をインターフェース回路３１８を
介して可変抵抗素子１６１〜１６ｍのうち対応する１つ
又は複数の可変抵抗素子に印加する。

なお、演算制御装置２８　（ＲＯＨ２９）がらの任意に
選択された周波数特性に対応するデジタル信号は表示制
御回路３０に供給され、ここで、表示に必要な所定の信
号処理を施された後、表示装置３１に供給されて表示さ
れる。

また、演！’Ｊ　ｉ’ｌ　Ｉｌｌ　’ＩＡ　Ｅ　２８に
中に示したＣＰＩＩ　　（中央演算処理袋ｅ）、ＲＡＭ
（ランダム・アクセス・メモリ）、１１ＯＮ（リード・
オンリー・メモリ）、Ｉｌｏ　（入出力ボート）は演算
制御装置２８を構成する要素である。

従って、ＲＯＨ２９より入力する所望の周波数特性をフ
ラッ１〜な特性としてその周波数特性を自動的に補正し
た後に、Ｕレクタ回路２３の出力信号を周波数特性制御
回路１４の出力信号に切換えた場合は、音場１９の周波
数特性をフラットにするために必要な周波数特性、つま
り、各周波数帯域における設定値を表示装置３１により
表示することができる。

なお、周波数特性の自動補正後に、セレクタ回路１３を
音源１２からの音響信号を選択して出力する状態に切換
ることにより、音！＠１９において所望の周波数特性が
正確に付与された音を楽しむことができる。

また、検波回路２５０〜２５ｍの出力信号は夫々同時に
表示制御回路３０に供給されるので、検波回路２５０〜
２５ｍの出力信号に表示！Ｉｆ　１回路３０で表示に必
要な信号処理を施した侵、表示装＠３１で音響信号の周
波数特性を表示することができる。

なお、セレクタ回路２３は演算ｔＩＩＩｗＪ装冒２８か
６の選択ｌ１ｒｌａ信号により選択切換され、セレクタ
回路１３も演算制御装置２８からの制御信号により、選
択切換されるので、セレクタ回路２３はセレクタ回路１
３の出力信号も選択切換できる構成としてもよい。

以下に、第８図（Ａ）を参照して第１図に示した本発明
になる周波数特性補正装置の一実施例の動作を説明する
。なお、第８図（Ａ）は第１図に示した周波数特性補正
装置の一実施例を説明するためのゼネラルフローヂせ一
トである。

第１図に示した周波数特性補■二装憾に第１３図に示す
電源スイッチ舖Ｐへの操作入力により電源が投入される
と、ステップ１００へ移り、演専制ｉ装ｅ２８は周波数
特性制御回路１４が人力信号に対して周波数特性を制御
しない状態、つまり、フラットな周波数特性に設定する
ための補正制ｍ１信号を周波数特性制御回路１４へ供給
し、ステップ１０２へ移る。

ステップ１０２で演算制御装置２８は第１のセレクタ回
路であるセレクタ回路１３が入力信号源として音源１２
を選択するような選択制御Ｉ信号をセレクタ回路１３へ
供給し、ステップ１０４へ移る。

ステップ１０４で演Ｐｉ制御装欝２８は第２のセレクタ
回路であるセレクタ回路２３が入力信号源として周波数
特性制御回路１４の出力信号を選択するような選択制御
信号をセレクタ回路２３へ供給し、ステップ１０６へ移
る。

ステップ１０６では表示制御回路３０がスペクトラム表
示を行なうような出力信号を表示装置３１へ出力するよ
うな切換制御信号を演ｉ　１．ＩＩ御装置２８が表示制
御回路３０へ供給し、ステップ１０８へ移る。

なお、ステップ１００〜１０６は周波数特性補正装置全
体の初期化（システムイニシャライズ）を行なうために
設けられている。

ステップ１０８で演算制御装置２８は第１図及び第１３
図に示す表示装置３１の全面部分３１１に設けられた操
作キーへのキー人力の有無を調べる。つまり、キー人力
があった場合（ＹＥＳ）はステップ１１０へ移り、なか
った場合（ＮＯ）はステップ１０８へ戻る。

ステップ１１０では演算制御装置２８がキー人力装置へ
の°キー人力が第１図に示すキー人力装置のうちの第１
３図に示す曲線選択キー（８０Ａ〜８００）であったか
どうかを調べ曲線選択キー（８０Ａ〜８０口）入力であ
った場合（ＹＥＳ）はステップ１１２へ移り、違う場合
（ＮＯ）はステップ１３８へ移る。

ステップ１１２では前回の曲線選択キー人力と今回の曲
線選択キー人力とが同一であるかどうかを調べ、同一で
ある場合（ＹＥＳ）はステップ１１３へ移り、同一でな
い場合（ＮＯ）はステップ１１４へ移る。

ステップ１１３で曲線選択キー（８０Ａ〜８００）入力
に対応した周波数特性曲線を表示装置３１に表示させる
ための信号を表示制御回路３０が出力するような制御信
号をｖ４算制御装＠２８が表示制御回路３０へ供給し、
ステップ１０８へ移る。

ステップ１１４では曲線選択キー人力が曲線Ａに対する
もの（第１３図に示す曲線選択キー８０Ａ）であるかど
うかを調べ、曲線へに対するものである場合（ＹＥＳ）
はステップ１１６へ移り、曲線Ａに対するものでない場
合（ＮＯ）はステップ１２０へ移る。

ステップ１１６で曲ＩＩＡに対応する周波数特性曲線を
表示袋Ｗ１３１に表示させるための信号を表示制御回路
３０が出力するような制御信号を演算制御装置２８が表
示′ｔＡ御回路３０へ供給し、ステップ１１８へ移る。

ステップ１１８では曲１ａＡに関するデータをＲＯＭ２
９から読み出すための設定が行なわれＩζ後、ステップ
１０８へ戻り再びキー人力持ちの状態となる。

ステップ１２０では曲線選択キー人力が曲線Ｂに対する
もの（第１３図に示す曲線選択キー８０Ｂ）であるかど
うかを調べ、曲線Ｂに対するものである場合（ＹＥＳ）
はステップ１２２へ移り、曲線Ｂに対するものでない場
合（ＮＯ）はステップ１２６へ移る。

ステップ１２２で曲線Ｂに対応する周波数特性曲線を表
示装置３１に表示させるための信号を表示制御回路３０
が出力するような制御信号を演算制御装置２８が表示制
御回路３０へ供給し、ステップ１２４へ移る。

ステップ１２４では曲線Ｂに関するデータをＲＯＭ２９
から読み出すための設定が行なわれた後、ステップ１０
８へ戻り再びキー人力持ちの状態となる。

ステップ１２６では曲線選択キー人力が曲線Ｃに対する
ものく第１３図に示す曲線選択キー８０Ｃ）であるかど
うかを調べ、曲線Ｃに対するものである場合（ＹＥＳ）
はステップ１２８へ移り、曲線Ｃに対するものでない場
合（ＮＯ）はステップ１３２へ移る。

ステップ１２８で曲線Ｃに対応する周波数特性曲線を表
示装置３１に表示させるための信号を表示制御回路３０
が出力するような制御信号を演算制御装置２８が表示制
御回路３０へ供給し、ステップ１３０へ移る。

ステップ１３０では曲線Ｃに関するγ−夕を１０１１２
９から読み出１゛ための設定が行なわれた後、ステップ
１０８へ戻り再びキー人力待ちの状態となる。

ステップ１３２では曲線選択キー人力が曲線りに対する
ものく第１３図に示す曲線選択キー８００）であるかど
うかを調べ、曲線りに対するものである場合（ＹＥＳ）
はステップ１３４へ移り、曲線りに対するものでない場
合（ＮＯ）はステップ１０８へ移る。

ステップ１３４では曲ＭＩＤに対応する周波数特性曲線
を表示装置３１に表示させるための信号を表示制御回路
３０が出力するような制御信号を演算制御装置２８が表
示制御回路３０へ供給し、ステップ１３６へ移る。

ステップ１３６では曲線りに関するデータをｌｌ０Ｈ２
９から読み出すための設定が行なわれた後、ステップ１
０８へ戻り再びキー人力持らの状態となる。

次にステップ１１０で（ＮＯ）となった場合、つまり、
キー人力が曲線選択キー（８〇八へ８０口）以外である
場合について説明する。ステップ１１０で（ＮＯ）とな
った場合はステップ１３８へ移る。

ステップ１３８では演算制ｍ装置２８はキー人力が第１
３図に示す表示装置３１の表示レベルの設定を行なうス
ペアナレベルアップ（ＳＰＵ）に対するものく第１図に
示すキー人力装置のうちの第１３図に示すスペアナレベ
ルアップキー５ｐｕ）あるいは、スペアナレベルダウン
（ＳＰｕ）に対するもの（第１図に示すキー人力装置８
０のうちの第１３図に示すスペアナレベルダウンキー５
ＰＤ）であったかこれ以外の入力であったかを調べ、（
ＳＰＵまたは５ＰＤ）に対する入力であった場合（ＹＥ
Ｓ）にはステップ１４０へ移り、違う場合（ＮＯ）には
ステップ１４２へ移る。

ステップ１４０ではＳＰｕまたはＳＰＤキー人力に対応
する設定が行なわれた後、ステップ１０８へ戻り再びキ
ー人力待ちの状態となる。

ステップ１４２では演算制御装置２８はキー人力が第１
３図に示す所定の周波数のレベルを増強するブースト（
Ｓｉ２０）に対するもの（第１図に示すキー人力装置８
０のうちの第１３図に示すイコライザブーストキーＳＷ
Ｕ　＋〜５１４Ｕ　＋ｏ　）　、あるいは、所定の周波
数に対する所定の周波数のレベルを減衰するカット（Ｓ
１４Ｄ）に対するもの（第１図に示すキー人力装置８０
のうらの第１３図に示すイコライナー力ットキ−３ＷＤ
＋〜ＳＨＯ＋ｏ　）であったかこれ以外の入力であった
かを調べ（ＳＷＵまたはＳ−〇）に対する入力であった
場合（Ｙ［Ｓ）にはステップ１４４へ移り、違う場合（
ＮＯ）にはステップ１４８へ移る〇ステップ１４４では
各周波数別に設定したレベルに対応した表示を表示袋Ｎ
３１に表示させるための信号を表示制御回路３０が出力
するような制御信号を演算制御装置２８が表示制御回路
３０へ供給し、ステップ１４Ｇへ移る。

ステップ１４６では可聴周波数全帯域のレベルを増強ま
たは減衰させるための第１３図に示すｓｔ＜ｕｏ主キー
たはＳ％４００キー人力に対応する設定が行なわれた後
、ステップ１０８へ戻り再びキー人力持ちの状態となる
。

ステップ１４８では演算ｔｌＩＩＩＩｌ装置２８はキー
人力が第１図に示１キー人力装置８０のうちの第１３図
に示す自動補正スタートキーＳ−八に対するものであっ
たかこれ以外の入力であったかを調べ、自動補正スター
トに対する入力であった場合（ＹＥＳ）にはステップ１
５０へ移り、違う場合（１４０）にはステップ１５２へ
移る。

ステップ１５０では第８９図（Ｂ）に示すような周波数
特性補正の自動補正に関する処理動作が行なわれた後、
ステップ１０８へ戻り再びキー人力持ちの状態となる。

ステップ１５２では演算制御装置２８がキー人力がディ
スプレイモード切換に対するものであったかこれ以外の
入力であったかを調べ、ディスプレイモード切換（具体
的にはスペクトルアナライザ表示と周波数特性曲線設定
表示との切換）に対する入力（第１図に示すキー人力袋
＠ａＯのうちの第１３図中に示すスペアナ曲線表示変更
キーＳＷＢ　）であった場合（ＹＥＳ）’にはステップ
１５４へ移り、違う場合（ＮＯ）にはステップ１０８へ
移る。

ステップ１５４ではディスプレイモード切換に関するキ
ー人力に対応した表示を表示装置３１に行なわせるため
の信号を表、水制御回路３０が出力するような制御信号
を表示制御回路３０へ送った後、ステツブ１０８へ戻り
再び１−一人力持ちの状態となる。

ここで自動補正スターＩ・のキー人力（第１図に示ずキ
ー人力装置８０のうちの第１３図に示す自動補正スター
トキー３１４＾）があった場合、つまり、演算！制御装
置２８の処理動作がステップ１５０に移った場合につい
て第８図（Ｂ）を参照して更に詳しく説明する。

第８図（Ｂ）は第１図に示した周波数特性ｔＩ＋１１１
１装置の自動補正の際の演算制御装置２８の動作を説明
するためのフローチャートである。

第８図（Ａ）に示すゼネラルフローチセートに、おい、
７演算制御装置２８の処理動作がステップ１５０に竺る
と、第８図（Ｂ）に示すフローチャートにおける処理動
作が開始（スタート）する。

ステップ２００で演算処理装置２８は第１のセレクタ回
路であるセレクタ回路１３が入力信号源としてピンクノ
イズ発生器１１の出力信号を選択するような選択制御信
号をセレクタ回路１３へ供給し、ステップ２０２へ移る
。

ステップ２０２で演算ｔｌＨＩＡ＠置２８は第２のセレ
クタ回路であるセレクタ回路２３が入力信号源としてマ
イクロホン２１の出力信号を選択するような選択制御信
号をセレクタ回路２３に供給し、ステップ２０４へ移る
。

ステップ２０４でソフトウェアカウンタのカウント値Ｃ
が０に設定される。ソフトウェアカウンタのカウント値
Ｃは全周波数帯域ｆｏ及び各周波数帯域（以下、バンド
と記すこともある）バンドｆ１〜ｆｍの中の１つに対応
づけるために使用される。

ところで、ソフトウェアカウンタのカウント値ＣがＯの
場合はｆ１〜ｆｍの全ての可聴周波数帯域の全周波数帯
域（例えば、１６〜２００００　ｋＨ２）ｆ　。

が対応づけられる。

ステップ２０４の処理動作が終了した後はステップ２０
６へ移る。

ステップ２０６で演算制御装置２８は第３のセレクタ回
路であるセレクタ回路２６がソフトウェアカウンタのカ
ウント値Ｃに対応する検波回路２５０〜２５ｎのうちの
１つの出力信号を選択するような選択制御信号をセレク
タ回路２６へ供給した後、ステップ２０８へ移る。

なお、ソフトウェアカウンタのカウント値Ｃが０の場合
、演算制御装置２８はセレクタ回路２６が全帯域ｆｏに
対応する検波回路２５．の出力信号を選択するような選
択制御信号をセレクタ回路２６へ供給するので、ＡＯ変
換回路２７には検波回路２５．の出力信号が供給される
。

ステップ２０８ではＡＤ変換回路２７のＡＤ変換の回数
を規定するソフトウェアカウンタのカウン］−値Ｍが１
に設定された後、ステップ２１Ｇへ移る。

ステップ２１０で演専制御装ｆｆ２８はＡＤ変換を開始
する制御信号をＡＤ変換回路２１へ供給し、ステップ２
１２へ移る。

ステップ２１２で演粋！ＩＩ　ｔｉｔ装置２８はステッ
プ２１０でＡＤ変換されたデジタル信＠（例えば、８ビ
ツトのデジタル信号）を演算制御装置２８内のＲＡＭの
所定のアドレスにストアし、ステップ２１４へ移る。

ステップ２１４ではソフトウェアカウンタのカウントｌ
ａＭの値が１だけ増加され、ステップ２１６へ移る。

ステップ２１６ではソフトウェアカウンタのカウント値
Ｍの埴が指定１ｉ１９であるかどうかを調べ、９である
場合（ＹＥＳ）　、つまり、ＡＤ変換が８回行なわれた
場合は、ステップ２１８へ移り、Ｍが９でない場合（Ｎ
Ｏ）はステップ２１０へ戻り、再び、ステップ２１０〜
２１６の処理動作を繰り返す。

なお、上述したようにＡＤ変換し、ＲＡＭの所定のアド
レスにＡＤ変換したデータをストアする動作を所定回（
８回）繰り返すのはピンクノイズはレベルが変動してお
り、１回の測定では測定毎に測定値つまり、ＲＡＭにス
トアされる値が異なるので、所定回ＡＤ変換し、ＲＡＭ
にストアする動作を繰り返し、この後、測定値の平均値
を求め、測定データの安定化を図るためである。

つまり、ステップ２０４〜２１６は可聴周波数全帯域の
音圧レベルを測定し、測定した音圧レベルに対応するデ
ジタル信号をＲＡＭにストアするために設けられている
。

ステップ２１８で演算制御装置２８はステップ２１０〜
ステップ２１６で演ｉ　ＩＩＩ　ＩＩＩ装置２８のＲＡ
Ｍにストアされた８つの測定データを平均化して全帯域
ｒ。

のレベルを求め、求めたレベルより所定の値ΔＬだけ低
いレベルを各バンドのフラットレベルＬ　　とする。す
なわち、 ＥＦ Δし＝ｉＱ　１ｏｔ）（Ｐｔ／Ｐ）　　（ｄＢ）ただし
、Ｐｔ：全帯域レベル Ｐ：周波数特性制御回路１４がフラットな時の各バンド
レベル　　　゛ また、バンド数＝１０、フィルタのＱ＝８のときΔＬ＝
１７．２　（ｄＢ） となる。

なお、上記式等に関する説明は本出願人が既に出願し、
公告となった特公昭５８−４３７００号公報に記載され
ている。

ステップ２１８で各バンドのフラットレベルＬＲＥＦを
求めた復、ステップ′２２０へ移る。

ステップ２２０で測定レベルの最適値（この最適値は可
変利得増幅回路２２のダイナミックレンジから決定され
る）に基づく基準値とステップ２１８で詐出されたフラ
ットレベルとの差から可変利得増幅回路２２の制御すべ
き利得を計算し、ステップ２２２へ移る。つまり、全帯
域レベルが基準値より小さければ利得を上げ、小さけれ
ばければ利得を下げるように利得を制御するための制御
信号が算出される。

ステップ２２２で演算制御装置２Ｂはステップ２２Ｇで
算出された全帯域レベルと基準値との差に対応する利得
制御信号を可変利得増幅回路２２へ供給し、ステップ２
２４へ移る。

ところで、音場の周波数特性補正の前後で音量が変化す
ると周波数特性補正の効果を確認することが難しくなり
、ざらに、ステレオ再生装置の場合、左右のチャンネル
で変化する音量に差が生ずると、左右の音量バランスま
で崩れる結果、実用性質を損う。これを防止するため、
ステップ２１８〜２２２は周波数特性補正前と周波数特
性侵との音量差をなくすために設けられている。

また、全周波数帯域の平均音圧レベルの設定を行なう場
合は設定値が聴感での音量と一致していることが望まし
いので、聴感上の音量として感知しにくい３１．５ｋｌ
ｌＺと１６ｋｌ１２を測定しないようにしてもよい。

ステップ２２４で、演算制御装置２８はソフトウェアカ
ウンタのカウント値Ｎを１・に設定し、ステップ２２６
へ移る。

ステップ２２６で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｍを１に設定し、ステップ２２８へ移
る。

ステップ２２８で、演算制御装４２８はソフトウェアカ
ウンタのカウント値Ｃを１０に設定し、ステップ２３０
へ移る。

ステップ２３０で演算制御装置２８は第３のセレクタ回
路であるセレクタ回路２６がステップ２２８以降のステ
ップを設定されるソフトウェアカウンタのカウント値Ｃ
に対応する検出回路２５．〜２５ｍのうちの１つの出力
信号を選択するような選択制御信号をセレクタ回路２６
へ供給した債、ステップ２３２へ移る。なお、ステップ
２２８以降のステップで設定されるソフトウェアカウン
タのカウントＩＩＣと検波回路２５．〜２５ｍの出力信
号との対応関係はステップ２０６と同様であるので、そ
の説明を省略する。

ステップ２３２で演算制御装置１２ＢはＡＤ変換を開始
する制御信号をＡＤ変換回路２７へ供給し、ステップ２
３４へ移る。

ステップ２３４で演算制御装置２８はステップ２３２で
ＡＤ変換されたデジタル信号（例えば、８ビツトのデジ
タル信号）を演算制御装置２８内のＲＡＭの所定のアド
レスにストアし、ステップ２３６へ移る。

ステップ２３６ではソフトウェアカウンタのカウント値
Ｃを１だけ減らした後、ステップ２３８へ移る。

ステップ２３８ではソフトウェアカウンタのカウント値
Ｃの値がＯであるかどうかを調べ、０である場合（ＹＥ
Ｓ）はステップ２４０へ移り、Ｃが０でない場合（ＮＯ
）はステップ２３０へ戻り、再び、ステップ２３０〜２
３８の処理動作を繰り返す。

ステップ２４０ではソフトウェアカウンタのカウント値
Ｍの値を１だけ増加して、ステップ２４２へ移る。

ステップ２４２ではソフトウェアカウンタのカウント値
Ｍの値が５であるかどうかを調べ、５′ｃある場合（Ｙ
［Ｓ）はステップ２４４へ移り、５でない場合（ＮＯ）
はステップ２２８へ戻り、再び、ステップ２２８〜２４
２の処理動作を繰り返す。

つまり、ステップ２２４〜２４２は各バンドの音圧レベ
ル測定を行なうために設けられており、また、ステップ
２２４〜２４２における各バンドの音圧レベルの測定は
ソフトウェアカウンタのカウント値Ｍめ値を用いて４回
繰り返して行なわれる。

ここで、ステップ２２４〜２４２における各バンドの音
圧レベルについて詳しく説明する。

各バンドの音圧レベルの測定用の音源として使用するピ
ンクノイズ信号は低い周波数成分程その振幅が大きく不
安定となる性質がある。

そこで、上述した性質をおぎなって、安定した測定を行
なうために周波数解析装置３２のフィルタ回路２４．〜
２４ｍのＱを低めに設定し、第１図中には図示していな
いが検波回路２５０〜２５ｍの出力を積分回路に供給し
、低い周波数成分程時定数を大きく設定している。

しかし、積分回路の時定数を大きくすると測定時間が長
くなることが考えられるので、各周波数帯域の音圧レベ
ルを測定する際に第９図に示すように高い周波数から音
圧レベルをアナログデジタル変換してＲＡ１４にストア
することにより、低い周波数の音圧レベルをＲＡＮ　１
．：読み込む際の待ち時間が少なくなるようにした。

第９図においてＴ１の期間はピンクノイズ信号のレベル
調整、ステップ２０４〜２１６における可聴周波数全帯
域に渡る音圧レベルの測定、ステップ２１８〜２２２に
おける可変利得制御及びフラットレベルＬＲＥＦのデー
タの算出を行なう期間であり、また、Ｔ２の期間は待ち
時（１秒）の後、例えば、１６ｋｌｌｚから順に低い周
波数側へ音圧レベルを読み込んで行き、３１．５ｋＨ２
の音圧レベルを読み込んだ後、再び、１６ｋｌｌｚの音
圧レベルから順に上述したような順序で音圧レベルを読
み込んで行き、計４回各バンドの音圧レベル測定を行な
う。また、第９図中にＣ＾［で示した期間は演算制御装
置２８が読み込んだ音圧レベルに関する演算を実行する
期間であり、さらに、期間Ｔ３及びＴ４はＴ２と同様な
期間である。

ステップ２４４で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｃを１に設定し、ステップ２４６へ移
る。

ステップ２４６で演算制御装置２８は、演算制御装置２
８のＲＡＭの所定のアドレスにストアされた各バンドの
測定音圧レベルのデータのうちのステップ２４４以降の
ステップで設定されるソフトウェアカウンタのカウント
値Ｃに対応するデータの平均値を計算し、ステップ２４
８へ移る。なお、ステップ２４４以降のステップで設定
されるソフトウェアカウンタのカラン＋−ｍ　ｃと測定
音圧レベルのデータとの対応関係はステップ２０Ｇと同
様であるのでその説明を省略する。

ステップ２４８で演算制御装置２８はステップ２４６で
算出した各バンドの測定音圧レベルのデータの平均値と
ステップ２１８で算出した各バンドのフラットレベルＬ
ＲＥＦのデータとの間の差のデータを計算し、ステップ
２５０へ移る。

ステップ２５０で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウントＩＩＣの値を１だけ増加させ、ステップ
２５２へ移る。

ステップ２５２で演算制御装置２８ソフトウエアカウン
タのカウント値Ｃが１１であるかどうかを調べ、１１で
ある場合（ＹＥＳ）はステップ２５４へ移り、１１でな
い場合（ＮＯ）は再びステップ２４６〜２５２の処理動
作を繰り返す。

つまり、ステップ２４４〜２５２はステップ２１８で算
出したフラットレベル’ＲＥＦのデータとステップ２４
６で算出した各バンドの測定音圧レベルのデータの平均
値との差のデータを算出するために設けられており、ま
た、第９図にＣＡＬ期間に演算制御装置２８はステップ
２４６で算出した各バンドの測定音圧レベルのデータの
平均値を用いてステップ２１８で求めたフラットレベル
’ＲＥＦのデータとの差を計算している。

また、測定精度を上げるために各バンドにおける音圧レ
ベルの測定をソフトウェアカウンタのカウント値Ｍの値
を用いて４回繰り返して行なっている。

ステップ２５４で演算制御装置１１２８はソフトウェア
カウンタのカウント値Ｃを１に設定し、ステップ２５６
へ移る。

ステップ２５６で演算制御袋￥２８はステップ２４４〜
２５２で算出した差のデータ（各バンドの測定音圧レベ
ルのデータの平均値とフラットレベルＬＲＥＦのデータ
との差のデータ）のうちのステップ２５４以降のステッ
プで設定されるソフトウェアカウンタのカウントＩＩＣ
に対応する差のデータを用いて各バンドにおける補正量
を算出する。ただし、この際、第１０図に示すように周
波数特性制御回路１４の変化特性は近接する周波数帯域
に大きな影響を与えるので、近接する上下２バンドへの
影響を考慮しながら、どのバンドを何ｄＢ動かせばよい
かをシュミュレーションにより求めた一定の関係式を用
いて各バンドにおける゛補正量を偉出し、この後、ステ
ップ２５８へ移る。

なお、ステップ２５４以降のステップで設定されるソフ
トウェアカウントのカウント値Ｃと上述した差のデータ
との対応関係はステップ２０６と同様であるのでその説
明を省略する。

ステップ２５８で演算制御装置２８はステップ２５６で
算出した各バンドにおける補正量に対応した補正制御信
号を周波数特性制御回路１４のインターフェース回路３
１８へ供給する。

以下、第８図（Ｃ）を参照してステップ２５８における
処理動作を更に具体的に説明する。

第８図（Ｃ）は第８図（Ｂ）中に示したステップ２５８
の処理動作の一例のフローチャートである。

演算制御装置２８の処理動作がステップ２５８（（第８
図（８））に移るとスタートする。

演算制御装置２８はステップ２８４で、第６図（Ａ＞に
示すインタフェース回路３１８の端子ｉに第６図（Ｂ）
に示すようなりロックパルス信号を供給を開始した後、
ステップ２８６へ移る。

ステップ２８６で、演算制御装置２８は第６図（Ａ）に
示すインタフェース回路３１８の端子りに第６図（Ｂ）
に示すようなデータ信号である第１のデータワード（バ
ンドを指定するデータを含むデジタル信号）を供給した
後、ステップ２８８へ移る。

ステップ２８８で、演算１１１１１１１ｔｉ四２８は第
６図（Ａ）に示すインタフェース回路３１８の端子ｊに
第６図（Ｂ）に示すようなストローブ信号を供給した後
、ステップ２９０へ移る。

ステップ２９０で、演算制御装置２８は第６図（Ａ）に
示すインタフェース回路３１８の端子りに第６図（Ｂ）
に示すようなデータ信号である第２のデータワード（補
正ｍを示すデータを含む信号）を供給した後、ステップ
２９２へ移る。

ステップ２９２で、演算１ｌＩＩＩＩｌ装置２８は第６
図（Ａ）に示すインタフェース回路３１８の端子ｊに第
６図（Ｂ）に示すようなステップ２８８で供給したスト
ローブ信号とは別のストローブ信号を供給した後、ステ
ップ２９４へ移る。

ステップ２９４で、演算制御装置２８はステップ２８４
で演算制御装置２８から第６図（Δ）に示したインター
フ１．ス回路３１８の端子ｉに供給を開始した第６図（
Ｂ）に示すようなりロックパルス信号の供給を停止した
後、第８図（Ｃ）に示したフローチャー１・に示した処
理動作（第８図（Ｂ）に示したステップ２５８の処理動
作）を終了する。

なお、上述したインターフニス回路３１８の端子り、ｉ
、ｊにそれぞれ供給されるデータ信号である第１及び第
２のデータワード信号、クロックパルス信号、ストロー
ブ信号は、後に第１４図〜第１Ｔ図を参照して説明する
際に詳しく説明するが、信号レベルが各バンドにおいて
制御されるように使用される。

ステップ２５８での処理動作が終了すると、演算制御装
置２８の処理動作はステップ２６Ｇへ移る。

ステップ２６０で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｃの値を１だけ増加させ、ステップ２
６２へ移る。

ステップ２６２で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｃの値が１１であるかどうかを調べ、
１１である場合（ＹＥＳ）はステップ２６４へ移り、１
１でない場合（ＮＯ）はステップ２５６へ戻り、再び、
ステップ２５６〜２６２の処理動作を繰り返す。

なお、ステップ２５６〜２６２は各バンドの音圧レベル
をステップ２１Ｂで求めたフラットレベルＬ　　にする
ための周波数特性補正制御を行なうＲ［Ｆ ために設けられている。

ステップ２６４で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｎの値を１だけ増加させ、ステップ２
６６へ移る。

ステップ２６６で演算制御装置２８ソフトウエアカウン
タのカウント値Ｎの値が４であるかどうかを調べ、４で
ある場合゛（ＹＥＳ）はステップ２６８へ移り、４でな
い場合（ＮＯ）は再びステップ２２６へ戻り、ステップ
２２６以降の処理動作を繰り返す。

つまり、ステップ２２４〜２６６では第９図に示すよう
に各バンドにおける測定をソフトウェアカウンタのカウ
ントｉ１Ｍの値を用いて４回繰り返して行ない、補正量
の轢出を行なうことを制御ｌ動作の１つの単位としてａ
ｔす、また、ソフトウェアカウンタのカウントｌｉｌ’
ＪＮの鎖を用いて上述した制ｔｌｌ動作の１つの単位の
処理動作を第９図にＴ２、Ｔ３、Ｔ４で示すように３回
繰り返すことにより、正確な測定・補正用の締出、つま
り、より正確な周波数補正を自動的に行なうことができ
る。

ステップ２６８で演算制御装置２８はＲ２Ｍ１７からＲ
ＯＨ２９にあらかじめ記録しである所望の周波数特性に
関するデータを読み出して、演算制御装置２８のＲＡＭ
の所定のアドレスにストアし、ステップ２７Ｇへ移る。

また、このステップ２６８に移る前に、第８図（Ｂ）中
に示したＩ　ＨＰ　ｔｌ　Ｔのように、補正する周波数
特性を変更する操作入力があった場合、いいかえれば、
第８図（Ａ＞に示すゼネラルフローチャートのステップ
１１Ｇにおいて曲線選択キー人力があった場合（ＹＥＳ
）は、第８図（Ａ＞に示したゼネラル７０チヤートのス
テップ１１０〜１３６の処理動作を行なった復、に第８
図（Ｂ）に示した７０チヤートのステップ２６８へ移り
、ステップ２６８以降の処理動作を開始する。

また、ステップ２６８以前の処理動作が終了していれば
、各バンドの測定音圧レベルのデータの平均値とフラッ
トレベルしＲＥＦのデータとの差を補正する処理動作は
終了しているので、ＲＯＨ２９に記・録されている周波
数特性を選択することにより、自動的に周波数特性補正
をステップ２γ０以降の処理動作を実行することにより
所望の周波数特性に自動的に補正することができる。

□さらに、一旦、ステップ２７Ｇ以降の処理動作を実行
することにより、自動的に補正された周波数特性を変更
したい場合にも、ステップ２６８以前の処理動作を再び
実行する必要はなく、ステップ２６８以降の処ＬＩＩ！
動作のみを実ｒ″ｉすることにより、周波数特性を変更
する口とができる。

ステップ２７０で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｃの値を１に設定し、ステプ２７２へ
移る。

ステップ２７２で演Ｑ制御１Ｄ装置２８はステップ２７
０以降のステップで設定されたソフトウェアカウンタの
カウント値Ｃの値に対応した各バンドの最終補正ｍを求
め、ステップ２７４へ移る。なお、ステップ２７０以時
のステップで設定されたソフトウェアカウンタのカウン
ト値Ｃと締出される最終補正量との対応関係はステップ
２０６と同様であるのでその説明を省略する。

ステップ２１４で演算制御装置２８ステツプ２１２で求
めた各バンドの最終補正量に対応した補正制御信号を周
波数特性制御回路１４へ供給し、ステップ２７６へ移る
。

ステップ２７６で演ｆ１ｉＩＩＩＪ１１１装置２８ソフ
トウェアカウンタのカウント１ｉｉｃの値を１だけ増加
させ、ステップ２７８へ纏る。

ステップ２７８で演算制御装置２８はソフトウェアカウ
ンタのカウント値Ｃ０）Ｗが１１であるかどうかを調べ
、１１である場合（ＹＥＳ）はステップ２８０へ移り、
１１でない場合（ＮＯ）はステップ２１２へ戻り、再び
、ステップ２７２〜２７８の処理動作を繰り返す。

また、ステップ２６８〜２７８は各バンドの周波数特性
がＲＯＨ２９に記録されている周波数特性のうちより選
択した周波数特性に補正するための最終周波数特性補正
制御を行なうために設けられている。

ステップ２８０で演評制御Ｉ装置２８は第１のせレク夕
日路であるセレクタ回路１３へ入力信号源として音源１
２を選択するような選択ｉｔ、ＩＩ御信号をセレクタ回
路１３へ供給し、ステップ２８２へ移る。

ステップ２８２で演算制御装置？ｆｆ２ｇは第２のセレ
クタ回路であるセレクタ回路２３へ入力信号源として周
波数制御装置１４の出力信号を選択するような選−沢制
御信号をセレクタ回路２３へ供給した後１、自動補正に
関する処理動作を終了して第８図（Ａ）に示したゼネラ
ルフローチャートのステップ１５０へ戻る。

以下に、第１１図を参照して本発明になる周波数特性補
正装置の他の実施例を説明する。

上述した本発明になる周波数特性補正装置の一実施例で
は全バンドの音圧レベルの測定を行ない、この測定結果
を用いて、フラットレベルＬ　Ｉｔ［Ｆとしていたが、
第１１図に示した本発明になる周波数特性補正装置の他
の実施例では全バンドの音圧レベルの測定を行なわずに
、各バンドにおける各バンドの音圧レベルを測定し、こ
の測定結果の平均値をフラットレベル［Ｒ［［としてい
る。このようにして周波数特性補正を行なう方法は上述
した実施例に比べて若干補正の精度は劣るが回路構成は
簡略化できる。

第１１図は本発明になる周波数特性補正装置の他の実施
例における周波数補正の動作を説明するためのゼネラル
フローチャートである。

電源が本発明になる周波数特性補正装置の他の実施例に
投入されると演算制御装置２８は処理動作を開始（スタ
ート）シ′、ステップ４００に移る。

ステップ４００で演ｎ制御ｌ装胃２８は第１のセレクタ
回路であるセレクタ回路１３が入力信号源としてピンク
ノイズ発生器１１を選択するような制御信号をセレクタ
回路１３へ供給し、ステップ４０２へ移る。

ステップ４０２で演算制御装置２８は第２のセレクタ回
路であるセレクタ回路２３が入力信号源としてマイクロ
ホン２１を選択するような制御信号をセレクタ回路２３
へ供給し、ステップ４０４へ移る。

ステップ４０４で、演算制御装置２８はソフトウェアカ
ウンタのカラン１−値Ｃを１０に設定し、ステップ４０
６へ移る。

ステップ４０６で演算制御装置２８は第３のセレクタ回
路であるセレクタ回路２６がステップ４０４以降のステ
ップで設定されるソフトウェアカウンタのカウント値Ｃ
に対応する検波回路２５．〜２５ｍのうちの１つの出力
信号を選択するような制御信号をセレクタ回路２６へ供
給した後、ステラ／４０８へ移る。なお、ソフトウェア
カウンタのカウント値Ｃと検波回路２ｂ、〜２５ｍの出
力信号との対応団係は第８図（Ｂ）に示すステップ２０
６と同様であるのでその説明を省略する。

ステップ４０８で演算制御装置２８はＡＤ変換を開始す
るｔＩＩｌｔＩｌ信号をＡＤ変換回路２７へ供給し、ス
テップ４１０へ移る。

ステップ４１０で演算制御装４２８はステップ４０８（
ＡＤ変換されたデジタル信号舅（例えば、８ピッ１−の
デジタル信号）を演９制御装δ２８内のＲＡＭの所定の
アドレスにストアし、ステップ４１２へ移る。

ステップ４１２ではソ７１へウェアカウンタのカウント
ｍｃの値が１だけ減らされ、ステップ４１４へ移る。

ステップ４１４ではソフトウェアカウンタのカウント値
Ｃの値がＯであるかどうかを調べ、Ｏである場合（ＹＥ
Ｓ）　、つまり、測定データをＡＤ変換し、演算制御Ｉ
装置２８のＲＡＭにストアする処理動作を１１回繰り返
した場合（１１バンドに渡って、−測定を行なった場合
）は、第８図（８）に示したステップ２１８へ移り、Ｃ
がＯでない場合はステップ４０６へ戻り、再び、ステッ
プ４０６〜４１４の処理動作を繰り返す。

以下に、第１図に示した演算制御装置２Ｂに所望の周波
数特性曲線を手動で入力するための回路を第１２図を参
照して説明する。

第１２図は手動による周波数特性曲線の設定を行なうた
めの回路のブロック系統図である。　　　　゛第１２図
において９０は所望の周波数特性曲線を手動で入力する
ための複数の可変抵抗素子Ｒａｌ〜Ｒａｎ＋及び、直流
電源ＢＡＴＴが並列に接続された可変抵抗回路である。

手動で所望の周波数特性曲線を設定するためには従来の
グラフィックイコライザで周波数特性を設定する場合と
同（薬に所望の周波数曲線を可変抵抗素子Ｒａｌ〜Ｒａ
ｌ１ｌのノブを動かすことにより設定することができる
。

それぞれの可変抵抗素子Ｒａ１（ｉ＝１〜ｍ）には可変
抵抗素子Ｒａｉの可ｆｌｌ接点の設定位ｎより可変抵抗
素子Ｒａｉからの出力電圧が変化するように直流電圧が
供給されている。

可変抵抗素子Ｒａｉからの出力電圧は演算制御装置！２
８より制御されているマルチプレクサ９２を介して演算
制御装置２Ｂへ供給され、デジタル信号に変換された後
、演算制御装置２８のＲＡＮ　ｌ、：古き込まれる。

また、手動で可変抵抗素子Ｒａ１〜Ｒａ■に設定された
周波数特性曲線のデータはへ〇変換回路２７でへ〇変換
された測定データと比較され、自データの間に差がある
場合は、差をなくすような補正ａｉＩｌＩＩｌ信号が演
算１１ｉ＋制御装置２８から出力される。

つまり、ＲＯＨ２９に記録されている周波数特性曲線を
設定しようとする際は可変抵抗素子Ｒａ１〜Ｒａｍが使
用される。

また、手動で周波数特性曲線を設定するために可変抵抗
索子１１ａ１〜Ｒａｍを用い、周波数特性曲線を設定し
た後、ＲＯＨ２９に記録されている周波数特性曲線を設
定したい場合には第１３図に示した手動周波数特性曲線
設定キーＳ−Ｃを用いて周波数特性曲線の設定を行なえ
ばよい。

上述したように手動で周波数特性曲線を設定する場合は
、設定する周波数特性曲線を第１３図に示す表示素子３
１１〜３１１ｏで表示することにより視覚的に設定した
周波数特性曲線を１１　ｍすることができる。

第１３図は本発明になる周波数特性補正装置の一実施例
の表示部＠３１の一例を示した図である。

第１３図において、第１図中に示したキー人力袋＠８０
の一部をなす各バンドに対応したスイッチＳＮ旧及びＳ
ＨＯｉは各バンドの信号レベルを設定するスイッチであ
り、これらのスイッチを操作することにより各バンドの
信号レベルをステップ状に増強（ブースト）または減衰
（カット）することができるように構成されている。

つまり、ＫｙＩｌｉｌＪｔｌｌ装置２８は上述したスイ
ッチ５Ｉｌｌ旧及びＳＨＯｉが操作されている時間を検
出することにより、周波数特性曲線を設定している。

スイッチＳＭＯ＋〜５１４Ｕ＋ｏはそれぞれ信号レベル
をそれぞれ増強させるために用いるスイッチで、スイ、
ツチ５１４０、〜３１４０．ｏはそれぞれ信号レベルを
（れぞれ減衰させるために用いるスイッチである。

つまり、上述したように演ＦＪｉｌＪ御装置２８は上記
スイッチが操作されている時間を計測し、この計測した
時間に対応して各バンドにおける信号レベルの増強ある
いは減少を行なうようにプログラムされている。

第１３図中に示した３１１は第１図に示した表示装置３
１の前面部分を示しており、表示装置？￥３１はｍバン
ド、つまり、第１３図に示したように１０バンドと全帯
域に対応する部分とからなるｍ＋１（＝１１）の表示素
子３１Ｇ、３１．〜３１１ｏを備えている。

さらに詳細に説明すると、各バンドの表示部分である表
示素子３１０〜３１１ｏは表示制御回路３ｏで駆動され
る複数の発光素子、例えば、Ｖｒ［１、ＬＥＤ等の発光
素子等から構成されている。また、第１３図においてエ
ネルギーを供給されている発光素子は黒く示してあり、
さらに各部分の複数の発光素子３１、〜３１１ｏは入力
信号の周波数スペクトルを表示するように垂直に配列さ
れている。

つまり、周波数特性制御回路１４の出力信号あるいは可
変利得増幅回路２２からの出力信号のうちの一方の出力
信号がセレクタ回路２３により選択切換されて表示制御
回路３０を介して表示装置３１に供給されるので、第１
図に示したように装置を構成することにより、表示素子
３１１〜３１１ｏと表示素子３１０とはｆ１〜ｆｍの各
バンドとｆｏの可聴周波数全帯域のレベルを表示するス
ペクトラムアナライザーとしても使用することが可能で
ある。

また、上述したスイッチＳＷＵ、〜５ＷＵＩ＋及びＳＨ
Ｏ，〜ＳＨＯｏにより手動で所望の周波数特性曲線を入
力する際には表示装置３１は各バンド及び可聴周波数全
帯域におけるレベルインジケータとして用いることが可
能であり、表示部＠３１をレベルインジケータとして使
用することにより、正確に所望の周波数特性曲線を人／
Ｊりることか可能である。

なお、表示装置３１がレベルインジケータとして作動す
る際に、表示素子３１０〜３１１ｏは光点表示状態とな
る。

第１３図に示した表示装δ３１と周波数１４性曲線入力
装置であるスイッチ５ＷＵＯ−５１４Ｕｎ及びＳｔ＋Ｏ
。

〜５１４Ｄｎはオーディオ信号の単一チャンネルのみを
示しているが、第１３図に示したような配列を２組設け
て、ステレオ再生に対応した形態に構成することも可能
であることは言うまでもない。

なお、第１３図に示すスイッチおにび操作キーは第１図
に示すキー人力装置８０の構成要素であり、具体的には
５１４Ｐは電源スィッチ、ＳＷＡはＲＯＨ２９に記録さ
れた周波数特性曲線を選択切換するためのスペアナ曲線
切換キー、５１４Ｂは、自動補正スタートキー、５ｔ４
Ｃは手動周波数特性曲線設定キー、ｓｐｕ。

ＳＰ［＋は可変利得増幅回路２２の感度の設定を行なう
スペアナレベルアップキー、スペアナレベルダウンキー
、８０＾〜８００は曲線選択キーである。

第１４図は本発明になる周波数特性制御回路の一実施例
の周波数特性制御回路１４の等価回路の一例を示す図で
ある。

第１４図において第１図、第４図〜第６図と同一の構成
要素には同一の符号を付してその説明を省略する。

ここでは、上述したバンド数ｍの値を１４とした場合に
ついて説明する。

第１４図に示すように周波数特性制御回路１４は演算増
幅回路３０３〜３０６、 インターフェース回路３１８． １４個の第１の可変抵抗回路ＶＲ１＾〜Ｖｌｔ１４＾、
１４個＋７）　ｉＲ２（７）　可変抵抗回路ＶＲＩＢ　
〜ＶＲ１４Ｂ　。

抵抗器８１６＾、旧６８．１１２６＾、Ｒ２６Ｂ。

Ｒ１１，ＲＩ２、Ｒ２１％Ｒ２２） スイッチ５１６ＡＳＳ１６Ｂ、　５２６Ａ、　５２６Ｂ
。

共振回路１７１〜１７Ｉ４ から構成されている。

可変抵抗回路ＶＲＩＡ　−ＶＢ２への一端は端子ａを介
して演算増幅回路３０３の反転入力端子に共通に接続さ
れ、その他端は端子ｍ１・−ｍｌを介して共振回路１１
１〜１７７に各別に接続されている。

また、可変抵抗回路ＶＩｌＩＢ〜ＶＲ７Ｂの一端は端子
ｄを介して演算増幅回路３０４の非反転入力端子に共通
接続され、他端は端子ｍ１〜ｍ７を介して共振回路１７
１〜１７７各別に接続されている。

更に、可変抵抗回路ＶＲ８Ａ　−ＶＲ１７１＾の一端は
端子ｅを介して演算増幅回路３０５の反転入力端子にノ
（通に接続され、その他端は端子ｍ８〜ｍ　１４を介し
て共振回路１７８〜１１１４に各別に接続されている。

また更に、可変抵抗回路ＶＲ８８〜ＶＲ１４Ｂの一端は
端子Ｑを介して演算増幅回路３０Ｇの非反転入力端子に
共通に接続され、その他端は端子ｍ８〜ｍ　１４を介し
て共振回路１７８〜１７Ｉ４に各別に接続されている。

また、端子ａは抵抗器Ｒ＋＋を介して端子すに接続され
る一方、直列に接続されている抵ＦｆｃｉｌＪ　Ｒ１６
Ａ及びスイッチ３１６＾から構成された直列回路を介し
て接地されている。

端子ｄは抵抗器Ｒ１２を介して端子Ｃに接続される一方
、直列に接続されている抵抗器Ｒ１６Ｂ及びスイッチ３
１６Ｂから構成された直列回路を介して接地されている
。

端子ｅは抵抗器Ｒ２１を介して端子ｆに接続される一方
、直列に接続された抵抗器Ｒ２６Ａ及びスイッチ３２６
＾から構成された直列回路を介して接地されている。

端子９は抵抗器Ｒ２２を介して端子ｆに接続される一方
、直列に接続された抵抗器Ｒ２６Ｂとスイッチ３２６Ｂ
から構成された直列回路を介して接地されている。

端子３０７は演算増幅回路３０３の非反転入力端子に接
続し、演算増幅回路３０３の出力端子は端子すと端子Ｃ
との接続点に接続し、演算増幅回路３０４の出力端子は
端子３１２に接続すると共に、演算増幅回路３０４の反
転入力端子に接続している。

端子３０８は演算増幅回路３０５の非反転入力端子に接
続し、演算増幅回路３０５の出力端子は端子ｆに接続し
、演算増幅回路３０６の出力端子は端子３１３に接続す
ると共に、演算増幅回路３０６の反転入力端子に接続し
ている。

可変抵抗回路ＶＲＩＡ　〜ＶＩｔ１４Ａ　及ヒＶＲＩＢ
　〜ＶＩ１１４Ｂ　ハ夫々同−構成であり、それらのう
ち同じ共成回路に接続される１つの第１及び第２の可変
抵抗回路ＶＲｉ＾及びＶＲｉＢ（ｉは１〜１４）の具体
的構成の一例は第１５図のようになっている。

第１５図に示すようにｉ番目の第１の可変抵抗回路ＶＲ
ｉＡと１番目の第２の可変抵抗回路ＶＲｉＢ　（但し、
以下の説明中のｉは１〜１４のうちの１つの値を示す）
とは共に同一構成であって、各１叫の抵抗器及びアナロ
グスイッチより構成された直列回路が、例えば、６さ並
列に接続された構成とされており、６つの直列回路の抵
抗器を順次ＲＯ〜Ｒ５で表わし、それに接続されるアナ
ログスイッチをＳＯ〜Ｓ５として表わすものとする。

これらのアナログスイッチＳＯ〜Ｓ５ならびに５１６Ａ
。

３１６Ｂ　（３２６＾、３２６Ｂ　）は夫々後述する如
く、インターフェース回路３１８の出力信号によって、
オン・オフ制御される。また、抵抗器ＲＯ〜Ｒ５の抵抗
値は適宜の値に選定されている。

第１６図は周波数特性制御回路１４を集積回路（Ｉｃ）
化した場合の一例の回路系統図を示している。

第１６図において、第１４図と同一の構成要素には同一
符号を付してその説明を省略する。

第１６図において シフトレジスタ　３２０、 ゲート回路３２１．３２５１〜３２５＋ｔ、３２６１〜
３２６１４、 ラッチ回路３２２．３２４１〜３２４＋ｔデコーダ３２
３ は第１４図に示したインターフェース回路３１８を構成
する要素である。

入力端子りより入来する演算制御装置２８よりのデータ
信号のデータ語長は８ビツトであり、シフトレジスタ３
２０に印加され、演算制御装置２８より端子ｉに入来す
るクロックパルス信号（シフトクロック）により順次右
方向ヘシフトされていく。

そして、演算制御袋＠２８は端子り及び端子ｉヘデータ
信号及びクロックパルス信号（シフトクロック）を８個
まで出力した後に端子ｊにストローブ信号を出力する（
第６図（Ｂ）参照）。

ここで、第１７図に示す如く、シフトレジスタ３２０に
記憶される８ビツトのデータ信号の第１ビツト目から第
４ビツト目までを ｒｓ／ＲＪ で示し、第５ビツト目と第６ビツト目とをＦＤ／ＲＪ で示し、第７ビツト目を ｒＤ／ＵＪ で示し、第８ビツト目を ５ＥＬＪ で夫々示すものとすると、データ信号は第８ビツト目の
データ ５ＥＬＪ が「１」であるデータ信号３３１（第１のデータワード
）か、「０」であるデータ信号３３２（第２のデータワ
ード）のいずれかとされて演算制御装置２８より出力さ
れる。

演ＲｆｌｉｌＪ御装置２８は通常、データ信号（第１の
データワード）をまず送出し、しかる後にストローブ信
号を送出する。

従って、端子ｊにストローブ信号が入来した時は通常は
シフトレジスタ　３２０に記憶されたデータのうち第８
ビツト目のデータ ５ＥＬＪ は「１」である。

この第８ビツト目のデータ ５ＥＬＪ が「１」であるデータ信号（第１のデータワード）３３
１は第１７図にＸ印で示すその第７ビツト目のデータは
使用されず、第１ビツト目から第４ビツト目のデータ ｒＳ／ＲＪ が上記ストローブ信号の入力により第１６図に示すゲー
ト回路３２１から発生されるラッチパルスによりラッチ
回路３２２にラッチされ、これと同時に第５及び第６ビ
ツト目のデータ ｒＤ／ＲＪ が夫々ラッチ回路３２２にラッチされる。すなわち、ゲ
ート回路３２１はシフトレジスタ　３２０の第８ビツト
目のデータ ｒ　Ｓ　Ｅ　Ｌ　Ｊ が「１」であり、端子ｊＪ二クリストロープ信号入来し
た時にラッチ回路３２２ヘラツチパルスを送出し、また
、デコーダ３２３へその動作を行なわせる信号を出力す
る。

一方、第１７図に３３１で示すデータ信号（第１のデー
タワード）の第５ビツト目及び第６ビツト目のデータ ＦＤ／ＲＪ は第１６図に示すラッチ回路３２２よりアナログスイッ
チＳ１６＾、５１６ＢＳＳ２６Ａ及び８２６Ｂに夫々印
加され、第５ビツト目のデータ ｒＤ／Ｒ４Ｊ が「１」の時はアナログスイッチ３２６Ａ及び３２６Ｂ
がオンで、「０」の時はオフとする。

同様に第６ビツト目のデータ ［）／Ｒ５Ｊ が「１」の時はアナログスイッチ３１６Ａ及び８１６８
がオンで、「０」の時はオフとする。

すなわち、データ信号（第１のデータワード）の第５ビ
ツト目及び第６ビツト目の２ビツトのデジタルデータは
アナログスイッチ３１６Ａ及び３１６Ｂと３２６Ａ及び
３２６Ｂとを開閉制御するためのスイッチングデータと
して使用されるわけであるが、これらのアナログスイッ
チは指定した分割周波数帯域のレベル増強量の範囲を定
めるためにオン・オフされるものであるから、結局これ
らの２ビツトのデジタルデータはレベル増強量の範囲（
レベル増減幅）を定める。

すなわち、第１５図から明らかなようにアナログスイッ
チ５１６ＡまたはＳ２６＾がオンの時はこれに接続され
ている第１の可変抵抗回路ＶＲＩＡ〜ＶＲ７ＡまたはＶ
Ｒ８Ａ　−ＶＲｌ　４Ａの６つのアナログスイッチに応
じて定まる５ｏ−ｓｓの並列合成抵抗に抵抗器Ｒ１６Ａ
またはＲ２６Ａが並列に接続されたこととなるので、ア
ナログスイッチＳ１６＾または５２６Ａかオフの時に比
し、並列合成抵抗値が小となり、これによりレベル増減
幅が小とされる。

同様にアナログスイッチ３１６Ｂまたは８２６Ｂがオン
のときは第２の可変抵抗回路ＶＲＩＢ〜踵７ＢまたはＶ
Ｒ８Ｂ　−ＶＲＩ　４Ｂの並列合成抵抗値がオフのとき
に比し小となり、レベル増減幅が狭くされる。

従って、データ信号（第１のデータワード）により、第
１６図に示すラッチ回路３２４１〜３２４１４のうち、
指定された分割周波数帯域に応じた１つのラッチ回路の
みが、その後、新たなデータ信号（第１のデータワード
）が入来するまではラッチ動作を行なうように制御され
、また、これと同時に指定レベル増減社に応じた増減幅
となるように、アナログスイッチ３１６八、　３１６Ｂ
、　３２６＾、　３２６Ｂがオン、オフ制御される。

次に、演算制御装置２８はデータ信号（第２のデータワ
ード）を・端子りに送出し、クロックパルス信号（シフ
］−クロック）を端子ｉへ送出し、８ビツトの送出が終
了した時点で端子ｊヘストロープ信号を出力する。この
ストローブ信号発生時点では第１１図に３３２で示す如
くシフトレジスタ　３２０に記憶された第８ビツト目の
デジタルデータｒｓＥＬＪは「０」であり、これにより
、第１６図に示すゲート回路３２１はシフトレジスタ３
２０に記憶されている第１ビツト目から第７ビツト目の
デジタルデータを、指定分割周波数帯域に応じてラッチ
動作を行なうようにデコーダ３２３の出力により制御さ
れている１つのラッチ回路３２４１にラッチさせる。

ラッチ回路３２４１にラッチされた７ビツトのデジタル
データのうち、第７ビツト目のデジタルデータ ｒＤ／ＬＪＪ は、ゲート回路３２５１及び３２６１に夫々印加され、
その値が「１」のときはゲート回路３２５１をゲート「
開」状態とすると同時に、ゲート回路３２６１をゲート
「閉」状態とし、他方、その値がｒＯＪのときはゲート
回路３２５１を「閉」状態とし、かつ、ゲート回路３２
６１をゲート「開」状態とする。

これにより、ラッチ回路３２４１にラッチされた７ビツ
トのデジタルデータのうち、第１ビツト目から第６ビツ
ト目のデジタルデータは上記第７ビツト目のデジタルデ
ータ ｒ　Ｄ　／　Ｕ　Ｊ の偵に応じてゲート回路３２５１または３２６１を通し
て可変抵抗回路ＶＲｉＡまたはＶＲｉＢに印加され、第
１５図に示す如く、６つのアナログスイッチＳｏ−，Ｓ
５のうち対応するアノ−ログスイッチをオンまたはオフ
とする。ここで、ゲート回路３２５１または３２６１か
ら取り出される６ビツトのデジタルデータのうら、第１
ビツト目のデータ ｒｓ／ＲＯＪ は、例えば、アナログスイッチＳＯをオン、オフ制御し
、以下、第７図に示すように第２ビツト目、・・・第６
ビツト目の各データｒｓ／Ｒ１Ｊ、・・・。

ｒＤ／Ｒ５ＪはアナログスイッチＳ１．・・・、　３５
をオン、オフ制御し、また、それらの各デジタルデータ
の値が「１」のときは対応するアナログスイッチをオン
とし、値がｒＯＪのときはオフとする。

上記アナログスイッチＳＯ〜Ｓ５のうら、オンとされた
１つまたは２つ以上のアナログスイッチに接続された抵
抗器よりなる並列合成抵抗が、共振回路１７ｉに接続さ
れる。

なお、指定されなかった他の可変抵抗回路ＶＲｉＡまた
はＶＲｉＢのアナログスイッチはすべてオフとされてい
る。

ここで、第１の可変抵抗回路ＶＲＩＡ　−ＶＲ１４＾は
２段縦続接続された演算増幅回路３０３と３０４と、ま
たは３０５と３０６とのうち、入力側の演算増幅回路３
０３及び３０５の反転入力端子に一端が共通接続され、
他端が共振回路１１１〜１１１４に夫々別々に接続され
ているから、第１の可変抵抗回路の並列合成抵抗値が無
限大（スイッチＳＯ〜Ｓ５がすべてオフ）のときは、演
算増幅回路３０３．３０５の利得が１であり、並列合成
抵抗値が小になるにつれて負帰還量が小となるから、第
１の可変抵抗回路ＶＲｉＡに接続された共振回路１７ｉ
の共成周波数ｆｉ付近における利得が大になり、レベル
増強量が大になる。

他方、第２の可変抵抗回路ＶＲＩＢ−ＶＲ１４Ｂは演算
増幅回路３０４及び３０６の非反転入力端子に一端が共
通接続され、他端が共振回路１７１〜１７Ｉ４に夫々別
々に接続されているから、その並列抵抗値が無限大（ス
イッチＳＯ〜Ｓ５がすべてオフ）のときは演０増幅回路
３０４．３０６には抵抗分圧されることなく、信号が供
給されるから利得が１であり、並列合成抵抗値が小にな
るにつれて、演算増幅回路３０４．３０６の非反転入力
端子には抵抗器［１２またはＲ２２と第２の可変抵抗回
路ＶＲｉＢとによる抵抗分圧回路の分圧比が大になるこ
とによって、減衰量が大とされた信号が入力されるから
、上記並列合成抵抗値が小になるにつれて、第２の可変
抵抗回路ＶＲｉＢに接続された共振回路１７ｉの共振周
波数ｆｉ付近における周波数成分のレベルがより減衰さ
れることになる。

従って、第１１図に示すデータ信号（第２のデータワー
ド）３３２はレベル増強時に第１の可変抵抗回路Ｖ旧＾
を指定し、また、レベル減衰時には第２の可′Ｉ！Ｌ敗
抗回路ＶＲｉＢを指定するレベル増減方向指定デジタル
データ（第７ビツト目のデジタルデータ） ＦＤ／ＵＪ と、指定された第１または第２のｉす変抵抗回路ＶＲｉ
ＡまたはＶＲｉＢの並列合成抵抗値を決定する計６ビツ
トのレベル増減量指定デジタルデータｒｓ／ＲＯＪ〜ｒ
Ｄ／Ｒ５Ｊとを有していることがわかる。

なお、上記並列合成抵抗値はアナログスイッチ３１６Ａ
　−５２６８をオンにすると小とされるから、２６ステ
ツプで変化する並列合成抵抗の可変範囲、すなわち、レ
ベル増減範囲が小にされる。

このようにして、演算υＩＩＯ装置２８よりのデータ信
号、クロックパルス信号及びストローブ信号により、所
望の分割周波数帯域の信号成分が所望レベルで取り出さ
れる。

従って、演算制御装置２８により計１４個の分割周波数
帯域別に順次所望レベルに制御するデジタル制御信号を
順次発生するよう構成することにより、周波数特性を自
動的に所望の周波数特性に制御することができる。

しかも、この周波数特性ｔＪＩ　ａｌｌのためのデジタ
ル制御信号のデータ語長は８ビツトと短いので、集積回
路（ＩＣ）のインターフェース回路３１８を簡単な構成
とすることができ、集積回路（Ｉｃ）化が容易となり、
また、データ信号（第１のデータワード）により、１つ
の分割周波数帯域を指定した後で、内容の異なるデータ
信号（第２のデータワード）を順次発生ずることかでき
、その場合は同じ１つの分割周波数帯域においてレベル
増減量を順次変えていくことができることとなり、レベ
ル増減量を変える都度、分割周波数帯域指定デジタルデ
ータを発生する必要がなく、演算制御装置２８による周
波数特性の制御がより実際に即して最適になる。

また、上述したように演算制御装置２８から出力される
データ信号は直列信号の形態のデータ信号であるので、
演算制御装置２８から周波数特性制御回路１４（インタ
ーフェース回路３１８）へのデータ信号の伝送路は１つ
でよい。

従って、演算制御ｌ装置２８と周波数特性制御回路１４
との間の伝送路の数は並列信号の形態のデータ信号を伝
送する場合に比較して減少する。　　□第１８図は第１
図に示す本発明になる周波数特性補正装置の一実施例の
周波数特性制御回路１４の変形例の回路図を示し、第１
８図中、第１図、第１４図乃至第１６図と同一の構成要
素には同一符号を付してその説明を省略する。

第１８図に示した周波数特性制御回路１４も入力端子３
０１と出力端子３１２との間に演算増幅回路３０３及び
共成回路１７１〜１７ｍの共振周波数ｆ１〜ｆｍのレベ
ルを可変する可変抵抗素子１６１〜１６ｍが並列に接続
されている。

説明を簡略化するために可変抵抗素子１６１についての
み考えてみる。

可変抵抗素子ＶＲＩＡはレベル減衰方向に対応する可変
抵抗回路で、並列に接続されたスイッチング素子Ｓｏ”
−８ｎ及び抵抗器Ｒｏ〜Ｒｎにて構成されている。

可変抵抗素子ＶＲＩ　Ｂはレベル増大方向に対応する可
変抵抗素子で、並列に接続されたスイッチング素子５ｏ
＝Ｓｎ及び抵抗器Ｒｏ＝Ｒｎより構成されている。

可変抵抗素子ＶＲ１Ａと可変抵抗素子ＶＲＩＢとはその
一端同士接続されており、その接続点と接地点の間には
ＬＣ共振回路１７１が接続されている。可変抵抗素子Ｖ
Ｒ１＾の他端は演算増幅回路３０３の非反転入力端子に
接続され、可変抵抗素子ＶＲＩ　Ｂは演算増幅回路３０
３の反転、入力端子及び出力端子３１２に接続されてい
る。また、この場合、第１４図中に示した抵抗器Ｒ１２
は不要となる。

また、可変抵抗素子ＶＲｉＡ、　ＶＲｉＢの構成は第１
４図〜第１６図と同様であり、可変抵抗素子Ｖ旧＾、Ｖ
ＲｉＢの構成要素であるアナログスイッチＳｏ〜Ｓｎの
制御方法も第１４図〜第１７図と同様である。

つまり、第１８図中に示した周波数特性制御回路１４の
アナログスイッチ５ｏ＝Ｓｎは第１４図中に示したイン
ターフェース回路３１８と同様のインターフェース回路
（第１８図中に図示せず）よりの信号により開閉制御さ
れている。

４Ｔお、第１８図中には第１４図へ・第１６図に示した
スイッチ３１６＾、５１６Ｂ１Ｓ２６Ａ、　３２６Ｂに
相当するスイッチ、Ｒ１６Ａ、　１ｌ１１６Ｂ、　Ｒ２
６Ａ、　Ｒ２６Ｂに相当する抵抗器、インターフェース
回路３１８は省略されており、図示されていない。

な°お、第１８図に示した周波数特性制御回路１４の動
作は第１４図中に示した周波数特性制御回路１４の動作
説明より容易に理解できるので、その説明を省略する。

（発明の効果） 本発明は上述の如き構成であるので、所望の周波数特性
骨るための各周波数帯域別の補正制御信号を近接周波数
帯域へ影響を考慮して容易、かつ、正確に演算制御装置
から発生させることができるので短時間に所望の周波数
特性を得るための周波数特性補正を行なうことができ、
また、補正前後で音量差がなく、さらに、周波数特性補
正装置の主要部分の集積回路化（］Ｃ）化が容易である
という利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる周波数特性補正装置の一実施例の
ブロック系統図、第２図は従来の周波数特性補正装置の
一例のブロック系統図、第３図は第１図に示した本発明
になる周波数特性補正装置の−実施例により補正し得る
周波数特性を示す図、第４図は第１図中に示した周波数
特性υ制御回路１４の一例の構成を説明するためのブロ
ック系統図、第５図は電子制御型可変抵抗素子１６１〜
１６ｎの一例の等価回路図、第６図（△）は第１図中に
示した演算訓ｔｉｔ装置２８と周波数特性制御回路１４
との間のｌＩｌ係を説明するためのブロック系統図、第
６図（Ｂ）は第１図中に示した演算制御装置２８から周
波数特性制御回路１４へ供給される３種類の制御信号の
タイムチャート、第７図は第１図中に示したへ〇変換回
路２７の一例の構成を説明づるためのブロック系統図、
第８図（Ａ＞（Ｂ）（Ｃ）は第１図中に示した演算制御
ＸＩ装置ｉ！ｉ２８の動作の一例を説明するための図、
第９図は本発明になる周波数特性曲線装ηの一実施例の
自動補正の動作を説明するためのタイムチせ一ト、第１
０図は自動補正の際の隣接バンドへの影響を説明するた
めの図、第１１図は本発明になる周波数特性補正装置の
他の実施例の動作を説明するための図、第１２図は手動
による周波数特性曲線の設定を行なうための回路のブロ
ック系統図、第１３図は本発明になる周波数特性補正装
置の一実施例の表示装置３１の一例を示す図、第１４図
は第１図中に示した周波数特性制御回路１４の等価回路
の一例の回路図、第１５図は第１４図中に示した電子制
御型可変抵抗素子の一例の回路図、第１６図は第１４図
に示した周波数特性制御回路１４を集積回路（ＩＣｌ化
した場合の一例のブロック系統図、第１７図は第１６図
に示した周波数特性制御回路１４のブロック系統図の動
作を説明するための図、第１８図は第１図中に示した本
発明になる周波数特性補正回路１４の伯の例のブロック
系統図である。 １１・・・ピンクノイズ発生器、１２・・・音源、１３
、２３．２６・・・セレクタ回路、１４・・・周波数特
性制御回路、１５．１８−・・増幅回路、１６１〜１６
ｍ・・・電子制御型可変抵抗素子、１７１〜１７ｍ−Ｌ
Ｃ共撤回路、１９−・・音場、２０・・・スピーカ、２
１・・・マイクロホン、２２・・・可変利得増幅回路、 ２４、〜２４ｍ・・・フィルタ回路、 ２５０〜２５ｍ・・・検波回路、２１・・・へ〇変換回
路、２８・・・演ＧＶ　ｌ、ＩＩ　ｔｉｌｌ装置、２９
・・・リード・オンリー・メモリ（Ｉｔ　ＯＨ）３０・
・・表示Ｒ，ＩＩ　１１１回路、３１・・・表示装置、
３２・・・周波数特性制御回路、 ３１８・・・インターフェース回路、 才　５５：Ｊ オ６臼 （／’１） （Ｂ） オフ目 Ｉ Ｔ　ｆ３　応 （Ｃ） ９２Ｔ１ 才１０目 オ　１４　１ＥＩ ｉ″　６１２１ ７−舛■　　　才゛７０ ナ１６図 才　ＩＢｒＸＩ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）ａ）周波数特性補正用の基準音声情報信号を発生
   する基準音声情報信号発生器と、 ｂ）所望の周波数特性が得られるまで前記基準音声情報
   信号を選択し、それ以外には他の音声情報信号を選択す
   るように選択切換される切換回路と、ｃ）前記切換回路
   から出力される音声情報信号を所定のレベルまで増幅す
   る第１の増幅回路と、ｄ）抵抗器、アナログスイッチか
   ら構成される直列回路を複数備えた並列回路を有し、前
   記第１の増幅回路に接続されると共に前記第１の増幅回
   路のループゲインを増加させるように前記アナログスイ
   ッチが制御されるｎ（ｎは自然数）系統の第１の並列回
   路、及び前記第１の増幅回路に接続されると共に前記第
   １の増幅回路から出力される音声情報信号の信号レベル
   を減衰させるように前記アナログスイッチが制御される
   ｎ系統の第２の並列回路から構成されるｎ系統の可変抵
   抗回路網と、ｅ）可聴周波数範囲内で異なる共振周波数
   を有し前記可変抵抗回路網の第１の並列回路及び第２の
   並列回路にそれぞれ共通接続されているｎ系統の共振回
   路と、 ｆ）前記可変抵抗回路網のアナログスイッチの開閉制御
   を行なう補正制御信号が供給され、前記補正制御信号を
   前記可変抵抗回路網のアナログスイッチの開閉駆動用の
   信号に変換して出力するインターフェース回路と、 ｇ）前記周波数特性制御回路の出力信号をスピーカで音
   場へ放出できるレベルまで増幅する第２の増幅回路と、 ｈ）前記音場内に配置されるマイクロホンからの出力信
   号が供給され、前記マイクロホンから供給された出力信
   号を複数の周波数帯域に分離検波し、前記分離検波した
   各信号の音圧レベルに対応するデジタル信号を出力する
   周波数解析装置と、ｉ）前記周波数解析装置から出力さ
   れる複数の周波数帯域に分離した各信号の音圧レベルに
   対応するデジタル信号と、可聴周波数全帯域にわたる信
   号の音圧レベルに対応するデジタル信号より求めた基準
   信号との間の差を求め、かつ、前記差が減少する方向へ
   前記周波数特性制御回路が制御されるような補正制御信
   号を出力する演算制御装置とからなる周波数特性補正装
   置。
2. （２）前記演算制御装置は１又は複数の周波数特性に関
   するデジタルデータを記憶する記憶回路を有し、前記周
   波数解析装置から出力される複数の周波数帯域に分離し
   た各信号の音圧レベルに対応するデジタル信号と可聴周
   波数全帯域にわたる信号の音圧レベルに対応するデジタ
   ル信号より求めた基準信号との間の差を求め、かつ、前
   記差が減少する方向へ前記インターフェース回路を制御
   するために前記差に対応するデータに前記記憶回路に記
   録された周波数特性のうちの１つの周波数特性のデジタ
   ルデータを加えたデータに基づいて補正制御信号を出力
   する演算制御装置である特許請求の範囲第１項記載の周
   波数特性補正装置。
3. （３）前記演算制御装置は前記周波数解析装置から出力
   される複数の周波数帯域に分離した各信号の音圧レベル
   に対応するデジタル信号と可聴周波数全帯域にわたる信
   号の音圧レベルに対応するデジタル信号より求めた基準
   信号との間の差を減少させるための補正制御信号を隣接
   する周波数帯域の信号への影響を考慮して求め、出力す
   る演算制御装置である特許請求の範囲第１項または第２
   項記載の周波数特性補正装置。
4. （４）前記演算制御装置は前記周波数解析装置から出力
   される複数の周波数帯域に分離した各信号の音圧レベル
   に対応するデジタル信号と可聴周波数全帯域にわたる信
   号の音圧レベルに対応するデジタル信号または前記周波
   数解析装置から出力される複数の周波数帯域に分離した
   各信号の音圧レベルに対応するデジタル信号を平均した
   デジタル信号より求めた基準信号との間の差を求め、か
   つ、前記差が減少する方向へ前記インターフェース回路
   を制御するための補正制御信号を出力する演算制御装置
   である特許請求の範囲第１項または第２項または第３項
   記載の周波数特性補正装置。