JPS6112470B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は複数個のサイリスタが直列接続された
高電圧サイリスタ変換器のゲート制御方法に関す
るものである。

一般にサイリスタを用いたサイリスタ変換器に
おいて安定かつ経済的な運転を継続するためサイ
リスタのゲートパルス方式に関して種々の方式が
採用されている。近年サイリスタを点弧すべき時
のみゲートパルスをサイリスタに供給する狭幅パ
ルス方式が複数個のサイリスタを直列接続したサ
イリスタ変換器においてよく使用されている。こ
れらゲートパルスのゲート電源は直列接続したサ
イリスタに並列接続した抵抗、コンデンサのダン
ピング回路や各サイリスタに並列接続した抵抗、
コンデンサのスナバー回路よりゲート電源回路の
充電用コンデンサへ充電される。従つてゲート制
御方式によつてゲート電源容量を多く必要とする
場合はゲート電源回路の充電用コンデンサの容量
を大きくしなければならず、サイリスタ変換器の
外形が大きくなるとともに起動時にゲート電源が
確立する迄の充電時間が長くなるという欠点があ
る。

従来の狭幅ゲートパルス方式によるゲート制御
を第１図より第５図を用いて説明する。第１図は
サイリスタの導通期間開始時、導通期間中の断続
時及び導通期間終了後の余裕角不足時の電圧波形
並びに従来のゲート制御方式の狭幅ゲートパルス
の波形である。ａはサイリスタのアノード・カソ
ード間電圧波形、ｂはサイリスタの導通期間、ｃ
はサイリスタへ供給する狭幅ゲートパルスの波形
である。以下ａ，ｂ，ｃを用いて説明する。導通
期間開始時のサイリスタ点弧用狭幅ゲートパルス
をＡとしそのパルス幅をＴ_Aとする。Ｔ_Aは通常運
転においては10μｓ〜50μｓ程度で十分である。
又サイリスタの導通期間中に電流断続等によりサ
イリスタに逆電圧１１が印加されてサイリスタが
一旦オフした場合はサイリスタがターンオンする
に十分な順電圧が印加する時点で狭幅ゲートパル
スを供給しサイリスタを点弧する必要がある。こ
の狭幅ゲートパルスをＢとしそのパルス幅をＴ_B
とする。パルス幅Ｔ_Bは10μｓ〜50μｓ程度で十
分でる。さらにサイリスタの導通期間が終了した
後、逆電圧１２のように逆電圧印加期間ｒがサイ
リスタのターンオフするのに必要な余裕角r₀より
小さい場合、直列接続したサイリスタの中で逆回
復特性のばらつきによりターンオフできないサイ
リスタが現われ最初にターンオフしたサイリスタ
に高電圧が印加され、その結果順方向電圧分担の
不平衡による過電圧により高電圧の印加したサイ
リスタが破壊されることがある。このためｒ＜r₀
の場合は狭幅ゲートパルスを供給し全てのサイリ
スタを再点弧する必要がある。この狭幅ゲートパ
ルスをＣとしそのパルス幅をＴ_Cとする。パルス
幅Ｔ_Cについては第２図を用いて説明する。

第２図は余裕角不足時の電圧波形と狭幅ゲート
パルス波形の拡大図である。ａはサイリスタのア
ノード・カソード間電圧波形ｂはサイリスタへ供
給する狭幅ゲートパルスの波形である。直列接続
したサイリスタでは余裕角検出としてサイリスタ
のアノード・カソード間に印加する逆電圧を検出
しているが直列接続した全サイリスタの個々の逆
電圧を検出するのでは経済的にコストが高くなり
構造的には変換器全体が大きくなる。このため直
列接続したサイリスタの中から１個又は複数個の
サイリスタの逆電圧を検出している。従つて電圧
波形ａにおいて逆電圧２１は逆電圧を検出するサ
イリスタのアノード・カソード間電圧波形、逆電
圧２２は直列接続された他のサイリスタのアノー
ド・カソード間電圧波形を表わしている。一般に
サイリスタの逆回復時間はそのサイリスタの残存
キヤリア量Ｑによつて決まる。このため逆電圧を
検出するサイリスタのＱが大きい場合、そのサイ
リスタは電圧波形２１のように他のサイリスタの
電圧波形２２よりも遅く回復し従つて電圧波形２
１のサイリスタに順電圧が早く印加される。この
ため第２図ｂに示す様に狭幅パルスＣはサイリス
タがターンオンすることのできる電圧零点に電圧
波形２１が達した時点から電圧波形２２が零点に
達する時点迄の期間Ｔ_C以上のパルス幅が必要で
ある。このパルス幅Ｔ_Cは100μｓ〜500μｓ程度
必要である。

第３図は光点弧方式によるサイリスタ変換器の
構成図である。Thu〜ThzはＵ相〜Ｚ相のサイリ
スタバルブでそれぞれ直列接続したサイリスタで
構成されるが図中では省略して１ケで図示してあ
る。サイリスタのアノード・カソード間の順・逆
電圧の印加を検出する順・逆電圧検出装置１を各
相のサイリスタバルブに取付け、ライトガイド２
により大地側に設けたゲート制御回路３へ順・逆
電圧検出信号を送る。一方ゲート制御回路３によ
りゲート信号をライトガイド２を通して高電位部
へ送りパルス増幅器４で増幅する。その増幅出力
はパルストランス５を通して各アームのサイリス
タバルブThu〜Thzのサイリスタを点弧する。従
来のゲート制御回路３について第４図、第５図を
用いて説明する。第４図は従来のゲート制御回路
のブロツク図、第５図は従来のゲート制御回路の
各信号のタイムチヤートである。高電位部で検出
した順電圧・逆電圧検出信号はライトガイド２に
より大地側に設けたゲート制御回路３へ伝送され
光→電気信号変換回路３１により電気信号に変換
される。又、導通期間を決める運転信号は運転信
号発生回路３２よりＵ〜Ｚ相の各相別の運転信号
を発生するがここでは１相についてのみ説明す
る。運転信号ｂは逆電圧検出信号ｄとともに余裕
角判定回路３３の入力となり導通期間後の検出さ
れた余裕角ｒが必要な余裕角r₀より小さい時に余
裕角不足信号ｆをオア回路３４へ送る。又、運転
信号ｂは順電圧検出信号ｃとアンド回路３５にて
つき合わされて導通開始時及び導通期間中の断続
時にサイリスタを点弧するためのパルス信号をア
ンド回路３５の出力ｅとする。出力ｅと余裕角不
足信号ｆはオア回路３４にてつき合わされどちら
かの入力信号があると出力ｇはパルス幅を決定す
るパルス発生回路３６の入力となる。パルス発生
回路３６はその入力パルス幅に関係なくパルス幅
Tcの出力パルスｈを出し、電気→光信号変換回
路３７により光信号に変換される。この光信号は
ライトガイド２を通して高電位部へ伝送されサイ
リスタのゲートパルスとなる。

以上第２図〜第５図に述べる様にサイリスタへ
供給するパルスはＡ，Ｂ，Ｃの３種類が考えられ
各ゲートパルス幅Ｔ_A，Ｔ_B，Ｔ_Cの中ではＴ_Cのパ
ルス幅が最も広く必要であり直列接続した各サイ
リスタの残存キヤリア量Ｑによるばらつきを考慮
して100〜500μｓのパルス幅を要する。Ｔ_A，Ｔ_B
は共に10μｓ〜50μｓ程度のパルス幅で十分であ
る。

しかしながら第４図、第５図に示す様に従来は
サイリスタへ供給するパルス幅はＡ，Ｂ，Ｃの区
別をせずに一律にＴ_Cのパルス幅のパルスを供給
していた。このため高電位部のゲート電源容量は
パルス幅Ｔ_Cによつて決定されその結果ゲート電
源回路の充電用コンデンサの容量は必要以上に大
きくなつていた。特にバイパスペア（以下BPPと
略す）運転は数msec〜数sec間継続するのでBPP
期間はＡ，Ｂに相当するパルスがかなりの数出る
ケースがある。従つてパルス幅Ｔ_A，Ｔ_Bのパルス
をパルス幅Ｔ_Cのパルスとして出すことによりゲ
ート電源容量は相当大きくなる。このため変換器
の外形の大型化及び電源確立迄に長時間を要する
等の欠点がある。

以上の様に従来の狭幅パルス方式においては、
ゲート電源容量を多く必要とする欠点があること
に着目して、本発明の目的はこれらの欠点がなく
回路構成が簡単で経済的な高電圧サイリスタ変換
器のゲート制御方法を提供することにある。

以下、図面を用いて本発明の一実施例を説明す
る。第６図は本発明によるゲート制御回路のブロ
ツク図、第７図は第６図の各信号のタイムチヤー
トを示したものである。高電位部で検出された順
電圧・逆電圧検出信号はライトガイド２により大
地側に設けたゲート制御回路３へ伝送され、光→
電気信号変換回路３１により電気信号に変換され
るのと運転信号発生回路３２については第４図と
同様であるので説明は省略する。第４図と異なる
点は余裕角不足信号ｆはパルス発生器３６の入力
となりその出力としてパルス幅Ｔ_Cの余裕角不足
時の出力パルスｋを出す。パルス幅Ｔ_Cは100μｓ
〜500μｓ程度に設定すれば十分である。アンド
回路３５の出力ｅは導通開始時、断続時のパルス
信号を決定する信号であるが、パルス発生回路３
６の入力となりその出力としてパルス幅Ｔ_Aの出
力パルスｊを出し余裕角不足時のパルスｋととも
にオア回路３４の入力となる。パルス幅Ｔ_Aは通
常10μｓ〜50μｓ程度に設定すれば十分である。
オア回路３４は出力パルスｂを出力とし、電気→
光信号変換回路３７により光信号に変換されライ
トガイド２を通して高電位部へ伝送される。以
上、述べた如く、パルス幅を導通開始時・導通中
の断続時のパルスと余裕角不足時のパルスとにパ
ルス幅をＴ_A，Ｔ_Cの大、小二つに分ける。パルス
幅Ｔ_Cのパルスの電荷量は、当然パルス幅Ｔ_Aのパ
ルスの電荷量よりも多いために従来の様にパルス
幅Ｔ_Cのパルスを出す場合と同じパルス数を、本
発明の様にパルス幅Ｔ_A，Ｔ_Cの大、小二つに分離
して出す場合では、全体のパルスの電荷量は本発
明によるゲート方式がきわめて少なくなりゲート
電源容量も小さくなる。さらにパルス幅Ｔ_Cのパ
ルスの出る回数はパルス幅Ｔ_Aのパルスの出る回
数に比して非常に少ないのでほとんどパルス幅Ｔ
_Aのパルス数によつてゲート電源容量は決定され
る。パルスの電荷を供給するゲート電源充電用コ
ンデンサの容量はゲート電源容量に比例するため
本発明の様にゲート電源容量が小さくてすむとゲ
ート電源充電用コンデンサの容量も小さくてすみ
外形が小型化できる。又、BPP運転をする高電圧
サイリスタ変換器においてはBPP期間はパルス幅
Ｔ_Aのパルスが多くさらにBPP期間は数ms〜数
sec間継続するのでゲート電源容量もBPP期間の
パルス幅Ｔ_Aのパルス数によつて決定されること
が多い。従つて、本発明によつてゲート電源容量
の減少およびゲート電源充電用コンデンサの容
量、外形の小型化さらにサイリスタ変換器の外形
の小型化が可能になる。

さて上記によれば余裕角不足時のパルス幅のみ
Ｔ_Cとしその他はＴ_Aのパルス幅で十分であるが、
高電位部にてサイリスタを点弧するためにゲート
用パルストランスを使用する場合パルストランス
の飽和を防止するためにＴ_Cのパルス幅にてパル
ストランスを設計しなければならない。

この様なパルストランスはＴ_Aのパルス幅にて
製作されるパルストランスよりも構造的に大きく
経済的には高価である。従つてこの問題を解決す
るために次の様なパルス供給方法が考えられる。
第８図は余裕角不足時のパルス供給方法の図であ
る。余裕角不足時にＴ_Cのパルス幅のパルスａを
供給するのではなくＴ_Cの間にＴ_Aのパルス幅のパ
ルスｂを数個供給する方法である。この方法によ
りゲート用パルストランスは導通開始時、断続時
と同じパルス幅Ｔ_Aのパルスにて製作することが
でき外形の小型化、及び安価なパルストランスの
使用が可能である。

以上第６図、第７図に述べた本発明の如くパル
ス幅を導通開始時、導通中の断続時のパルスと余
裕角不足時のパルスとにパルス幅をＴ_A，Ｔ_Cの大
小二つに分離してサイリスタバルブにゲートパル
スを供給することにより従来はより広いパルス幅
Ｔ_Cによつて決定していたゲート電源容量を減少
させることができるとともにサイリスタ変換器の
外形の小型化、経済的なコストダウンをはかるこ
とができ、さらには電源確立迄の時間の短縮化に
よりサイリスタ変換器の起動時間の縮少ができ
る。又第８図に示す本変形例によれば前述の効果
以外にさらにサイリスタゲート用パルストランス
も小型化でき安価なものを使用することが可能と
なりより一層のサイリスタ変換器の小型化、コス
トダウンに結びつくものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はサイリスタの導通期間開始時、導通期
間中の断続時及び導通期間終了後の余裕角不足時
の電圧波形並びに従来のゲート制御方式の狭幅ゲ
ートパルスの波形図、第２図は余裕角不足時の電
圧波形と狭幅ゲートパルス波形の拡大図、第３図
は光点弧方式によるサイリスタ変換器の構成図、
第４図は従来のゲート制御回路のブロツク図、第
５図は第４図の各信号のタイムチヤート、第６図
は本発明によるゲート制御回路のブロツク図、第
７図は第６図の各信号のタイムチヤート、第８図
は本発明の他の実施例を説明するためのゲートパ
ルス波形図である。 １……順・逆電圧検出装置、２……ライトガイ
ド、３……ゲート制御回路、４……パルス増幅
器、５……パルストランス、３１……光→電気信
号変換回路、３２……運転信号発生回路、３３…
…余裕角判定回路、３４……OR回路、３５……
AND回路、３６……パルス発生回路、３７……
電気→光信号変換回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ サイリスタを直列接続した高電圧サイリスタ
   変換器においてサイリスタを点弧するゲートパル
   スを狭幅パルスとするとき該サイリスタの通常導
   通期間内にサイリスタのゲートに供給するパルス
   を第１のゲートパルスとし、余裕角不足時の順方
   向電圧分担の不平衡による過電圧保護のための強
   制点弧パルスとして第１のパルス幅より広く且つ
   前記直列接続されたサイリスタの残存キヤリア量
   によつて左右される逆回復時間の最大と最小の差
   に相当するパルス幅の第２のゲートパルスをサイ
   リスタのゲートに供給することを特徴とする高電
   圧サイリスタ変換器のゲート制御方法。 ２ サイリスタを直列接続した高電圧サイリスタ
   変換器においてサイリスタを点弧するゲートパル
   スを狭幅パルスとするとき該サイリスタの通常導
   通期間内にサイリスタのゲートに供給するパルス
   を第１のゲートパルスとし、余裕角不足時の順方
   向電圧分担の不平衡による過電圧保護のための強
   制点弧パルスとして第１のパルスを前記直列接続
   されたサイリスタの残存キヤリア量によつて左右
   される逆回復時間の最大と最小の差に相当する期
   間断続して供給することを特徴とする高電圧サイ
   リスタ変換器のゲート制御方法。