JPS61199468A - スイツチング電源方式 - Google Patents
スイツチング電源方式Info
- Publication number
- JPS61199468A JPS61199468A JP4055385A JP4055385A JPS61199468A JP S61199468 A JPS61199468 A JP S61199468A JP 4055385 A JP4055385 A JP 4055385A JP 4055385 A JP4055385 A JP 4055385A JP S61199468 A JPS61199468 A JP S61199468A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- switching power
- capacitor
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は、直列に接続されている複数コンデンサのそ
れぞれに並列接続されているスイッチング電源を制御す
るスイッチング電源方式に関する。
れぞれに並列接続されているスイッチング電源を制御す
るスイッチング電源方式に関する。
スイッチングレギュレータのように直流電力を入力して
、これを所望の電圧の直流電力に変換するスイッチング
電源は、その入力側に大きな容量のコンデンサが接続さ
れるのであるが、このコンデンサはその大容量の故にア
ルミ電解コンデンサの使用が一般的であるが、入力直流
電圧が高い場合にはこのアルミ電解コンデンサの定格電
圧の制約から、複数個のコンデンサを直列接続して使用
することが多い。 第６図はスイッチング電源装置の従来例を示す回路図で
あって、直流入力側コンデンサが２直列の場合をあられ
している。すなわちこの第６図において、交流電源１ｏ
からの交流電力は整流器１１により直流電力に変換され
たのち、直列接続された２個のコンデンサ２１と２２を
介してスイッチング電源２５に与えられるので、出力端
子１日からは所望電圧の直流電力が出力される。 しかしながらこの第６図における交流電源１０の電圧が
ＡＣ４４０ボルトであるとすると、整流器１１から出力
される直流電圧ピーク値はこれのル倍ずなわち６２２ボ
ルトである。スイッチング電源２５に使用されている図
示されていない半導体スイッチ素子には電源電圧として
この直流電圧ピーク値が印加されるが、さらにこの電源
電圧にほぼ等しい負荷変圧器のリセット電圧が重畳され
るが、そのうえ半導体スイッチ素子がオフするときの飛
躍電圧も加算して印加されるので電源電圧変動なども考
慮すれば、交流電源１０の電圧が４４０ボルトのとき、
スイッチング電源２５内にある半導体スイッチ素子の電
圧定格としては１４００ボルト程度のものが必要となる
が、このように高い電圧定格のものは高価であるという
欠点がある。 第７図はコンデンサ分圧形スイッチング電源装置の従来
例を示す回路図であって、交流型ａ１０と整流器１１と
で得られる直流電圧をコンデンサ２１と２２とにより分
圧し、コンデンサ２１にはスイッチング電源２６が並列
接続され、コンデンサ２２にはスイッチング電源２７が
並列接続されることにより、それぞれのスイッチング電
源に印加される電圧をコンデンサにより分圧された値に
低減することにより、上述の欠点をカバーするようにし
ている。なお両スイッチング電源２６と２７の出力側は
並列接続のうえ出力端子１８から取出される。 第８図はコンデンサ分圧形スイッチング電源装置の異な
る従来例を示す回路図であって、交流電源１０と整流器
１１とで得られる直流電圧をコンデンサ２１と２２とで
分圧するのは第７図の場合と同様であるが、この第８図
においては一方のコンデンサ２１には抵抗２８が並列接
続され、他方のコンデンサ２２にのみスイッチング電源
２７が並列接続されており、このスイッチング電源２７
で変換された直流電力が出力端子１８から取出されるよ
うになっている。 上述の第７図と第８図に示す従来例回路では、スイッチ
ング電源に内蔵されている半導体スイッチ素子に印加さ
れる電圧が半減されることから、これら半導体スイッチ
素子のコストを低下させることができるが、第７図に示
す従来例回路ではスイッチング電源２６と２７の入力電
流に不平衡を生じること、また第８図に示す別の従来例
回路では抵抗２８に流れる電流とスイッチング電源２７
に入力すな欠点を有する。
、これを所望の電圧の直流電力に変換するスイッチング
電源は、その入力側に大きな容量のコンデンサが接続さ
れるのであるが、このコンデンサはその大容量の故にア
ルミ電解コンデンサの使用が一般的であるが、入力直流
電圧が高い場合にはこのアルミ電解コンデンサの定格電
圧の制約から、複数個のコンデンサを直列接続して使用
することが多い。 第６図はスイッチング電源装置の従来例を示す回路図で
あって、直流入力側コンデンサが２直列の場合をあられ
している。すなわちこの第６図において、交流電源１ｏ
からの交流電力は整流器１１により直流電力に変換され
たのち、直列接続された２個のコンデンサ２１と２２を
介してスイッチング電源２５に与えられるので、出力端
子１日からは所望電圧の直流電力が出力される。 しかしながらこの第６図における交流電源１０の電圧が
ＡＣ４４０ボルトであるとすると、整流器１１から出力
される直流電圧ピーク値はこれのル倍ずなわち６２２ボ
ルトである。スイッチング電源２５に使用されている図
示されていない半導体スイッチ素子には電源電圧として
この直流電圧ピーク値が印加されるが、さらにこの電源
電圧にほぼ等しい負荷変圧器のリセット電圧が重畳され
るが、そのうえ半導体スイッチ素子がオフするときの飛
躍電圧も加算して印加されるので電源電圧変動なども考
慮すれば、交流電源１０の電圧が４４０ボルトのとき、
スイッチング電源２５内にある半導体スイッチ素子の電
圧定格としては１４００ボルト程度のものが必要となる
が、このように高い電圧定格のものは高価であるという
欠点がある。 第７図はコンデンサ分圧形スイッチング電源装置の従来
例を示す回路図であって、交流型ａ１０と整流器１１と
で得られる直流電圧をコンデンサ２１と２２とにより分
圧し、コンデンサ２１にはスイッチング電源２６が並列
接続され、コンデンサ２２にはスイッチング電源２７が
並列接続されることにより、それぞれのスイッチング電
源に印加される電圧をコンデンサにより分圧された値に
低減することにより、上述の欠点をカバーするようにし
ている。なお両スイッチング電源２６と２７の出力側は
並列接続のうえ出力端子１８から取出される。 第８図はコンデンサ分圧形スイッチング電源装置の異な
る従来例を示す回路図であって、交流電源１０と整流器
１１とで得られる直流電圧をコンデンサ２１と２２とで
分圧するのは第７図の場合と同様であるが、この第８図
においては一方のコンデンサ２１には抵抗２８が並列接
続され、他方のコンデンサ２２にのみスイッチング電源
２７が並列接続されており、このスイッチング電源２７
で変換された直流電力が出力端子１８から取出されるよ
うになっている。 上述の第７図と第８図に示す従来例回路では、スイッチ
ング電源に内蔵されている半導体スイッチ素子に印加さ
れる電圧が半減されることから、これら半導体スイッチ
素子のコストを低下させることができるが、第７図に示
す従来例回路ではスイッチング電源２６と２７の入力電
流に不平衡を生じること、また第８図に示す別の従来例
回路では抵抗２８に流れる電流とスイッチング電源２７
に入力すな欠点を有する。
この発明は、直列接続された複数のコンデンサにより直
流高電圧を分圧し、このコンデンサにそれぞれスイッチ
ング電源を並列接続するとき、各コンデンサの分担電圧
に不平衡を生ずることがないスイッチング電源方式を提
供することを目的とする。
流高電圧を分圧し、このコンデンサにそれぞれスイッチ
ング電源を並列接続するとき、各コンデンサの分担電圧
に不平衡を生ずることがないスイッチング電源方式を提
供することを目的とする。
この発明は、直列接続された複数コンデンサにより直流
高電圧を分圧し、この各コンデンサにスイッチング電源
を接続することにより入力直流電圧の大きさを低減する
とともに各スイッチング電源の出力側を並列接続し、各
スイッチング電源が負荷を均等に分担するように内蔵半
導体スイッチ素子の導通時間を決定することにより、コ
ンデンサ側から見た等価抵抗がいずれのコンデンサにお
いても等しくなるようにして各コンデンサの分担電圧を
バランスさせようとするものである。
高電圧を分圧し、この各コンデンサにスイッチング電源
を接続することにより入力直流電圧の大きさを低減する
とともに各スイッチング電源の出力側を並列接続し、各
スイッチング電源が負荷を均等に分担するように内蔵半
導体スイッチ素子の導通時間を決定することにより、コ
ンデンサ側から見た等価抵抗がいずれのコンデンサにお
いても等しくなるようにして各コンデンサの分担電圧を
バランスさせようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す回路図である。
この第１図において交流電源１０からの交流電力は整流
器１１により直流電力に変換され、直列接続されている
コンデンサ２１と２２とによりリップル分を除去された
のちインバータ１５により可変電圧・可変周波数の交流
電力に変換されて電動機１６を可変速駆動する。整流器
１１から出力する直流電力を平滑する作用をしているコ
ンデンサ２１と２２は一方ではこの直流電圧を分圧して
いるので、コンデンサ２１にはスイッチング電源として
のスイッチングレギュレータ３０が並列接続され、コン
デンサ２２には同じくスイッチング電源としてのスイッ
チングレギュレータ４０が並列接続されるときの各スイ
ソチンダレギュレータ印加電圧は一般にコンデンサ２１
と２２が等容量であることから整流器１１が出力する直
流電圧の半分の値となる。 スイッチングレギュレータ３０では半導体スイ・ノチ累
子としてのトランジスタ３１と変圧器３２の１次側巻線
とが直列接続され、同様にスイッチングレギュレータ４
０では半導体スイッチ素子としてのトランジスタ４１と
変圧器４２の１次側巻線とが直列接続されているので、
トランジスタ３１と４１をオン・オフ動作させることに
より、変圧器３２の２次側巻線からは出力ダイオード３
３を介して所望の直流電力をとり出すことができるし、
同様に変圧器４２の２次側巻線と出力ダイオード４３を
介して直流電力をとり出せるので、この両者を並列接続
することにより出力端子１８からは一括して所望の直流
電力が得られる。なお符号３４と４４はダイオード、符
号３５と４５は定電圧ダイオードである。このような構
成により、たとえば交流電源１０の電圧が４４０ボルト
の場合でも、電源電圧に重畳される変圧器のりセント電
圧、トランジスタがオフ動作するときの飛躍電圧、さら
に電源電圧変動などを考慮しても、トランジスタ３１と
４１の定格電圧は７００ボルト程度でよいことから、低
コストのトランジスタを半導体スイッチ素子に使用でき
る。 この２個のトランジスタ３１と４１は制御回路７０によ
り一括してオン・オフ制御される。すなわち発振器７１
がＴなる周期のオン・オフ信号をホトカプラ７２を介し
てトランジスタ３１のベースに与えるとともにこれと方
の時間差を有し周期が同じくＴなるオン・オフ信号が発
振器７１からホトカプラ７３を介してトランジスタ４１
のベースに与えられるようになっている。 第２図は第１図に示す実施例回路における各トランジス
タの動作タイムチャートであって、第２図（イ）はトラ
ンジスタ３１の動作を、第２図（ロ）はトランジスタ４
１の動作をあられしている。すなわち両トランジスタ３
１と４１のオン・オフ周期はともにＴであるが、相互に
方なる時間差でオン・オフ動作をするので、スイッチン
グレギュレータ３０と４０の入力電流の１サイクル平均
はほぼ等しくなり、コンデンサ２１から見た等価抵抗と
コンデンサ２２から見た等価抵抗もほぼ同じ値となるの
で、両コンデンサ２１と２２の分担電圧が不平衡になる
ことはない。 第３図は本発明の第２の実施例を示す回路図であって、
電源電圧がより高い場合をあられしている。この第３図
において、直流電源１２からの直流高電圧は等しい容量
の３個のコンデンサ２１．２２．２３により分圧される
ので、それぞれのコンデンサに並列接続されている３組
のスイッチング電源としてのスイッチングレギュレータ
３０．４０．５０はそれぞれＡずつの電圧を分担する。 この第３図における符号３１．４１．５１は半導体スイ
ッチ素子としてのトランジスタであり、符号３２．４２
．５２は変圧器、符号３３゜４３．５３は出力ダイオー
ド、符号３４，４４．５４はダイオード、符号３５．４
５．５５は定電圧ダイオードであり、符号１８は出力端
子であるが、これらの機能と動作は第１図の場合と同じ
であるから、その説明は省略する。 第４図は第３図に示す第２の実施例回路における各トラ
ンジスタの動作タイムチャートであって、第４図（イ）
はトランジスタ３１の動作を、第４図（ロ）はトランジ
スタ４１の動作を、第４図（ハ）はトランジスしている
ので動作周期がＴである３個のトランジスタ３１，４１
．．５１は相互にヌの時間差でオン・オフ動作するよう
にして各コンデンサ２１．，２２．２３の分担電圧を平
衡させている。 第５図は本発明の第３の実施例を示す回路図であってス
イッチング電源に内蔵されている変圧器としてセンタタ
ップ付き変圧器を使用した場合をあられしている。この
第５図において、直流電源１２の出力電圧は２個の等容
量コンデンサ２１と２２とにより２分割される。スイッ
チング電源としてのスイッチングレギュレータ６０はセ
ンタタップ付き変圧器６３と、これの１次側巻線の両端
に半導体スイッチ素子としてのトランジスタ６１と６２
を備え、この変圧器６３の１次側巻線のセンタタップは
コンデンサ２１と２２の中点と結合されている。また変
圧器６３の２次側巻線にはブリッジ接続されたダイオー
ドで構成される出力整流１ｉ６４があって、この整流器
６４からの直流出力が出力端子１８から取出される。こ
の第５図においては、Ｔなる周期で動作する２個のトラ
ンジスタ６１と６２を相互に又なる時間差でオン・オフ
させることにより、コンデンサ２１と２２は電流電圧の
Ａずつを分担しつつ所望の直流電力を得ることができる
。
器１１により直流電力に変換され、直列接続されている
コンデンサ２１と２２とによりリップル分を除去された
のちインバータ１５により可変電圧・可変周波数の交流
電力に変換されて電動機１６を可変速駆動する。整流器
１１から出力する直流電力を平滑する作用をしているコ
ンデンサ２１と２２は一方ではこの直流電圧を分圧して
いるので、コンデンサ２１にはスイッチング電源として
のスイッチングレギュレータ３０が並列接続され、コン
デンサ２２には同じくスイッチング電源としてのスイッ
チングレギュレータ４０が並列接続されるときの各スイ
ソチンダレギュレータ印加電圧は一般にコンデンサ２１
と２２が等容量であることから整流器１１が出力する直
流電圧の半分の値となる。 スイッチングレギュレータ３０では半導体スイ・ノチ累
子としてのトランジスタ３１と変圧器３２の１次側巻線
とが直列接続され、同様にスイッチングレギュレータ４
０では半導体スイッチ素子としてのトランジスタ４１と
変圧器４２の１次側巻線とが直列接続されているので、
トランジスタ３１と４１をオン・オフ動作させることに
より、変圧器３２の２次側巻線からは出力ダイオード３
３を介して所望の直流電力をとり出すことができるし、
同様に変圧器４２の２次側巻線と出力ダイオード４３を
介して直流電力をとり出せるので、この両者を並列接続
することにより出力端子１８からは一括して所望の直流
電力が得られる。なお符号３４と４４はダイオード、符
号３５と４５は定電圧ダイオードである。このような構
成により、たとえば交流電源１０の電圧が４４０ボルト
の場合でも、電源電圧に重畳される変圧器のりセント電
圧、トランジスタがオフ動作するときの飛躍電圧、さら
に電源電圧変動などを考慮しても、トランジスタ３１と
４１の定格電圧は７００ボルト程度でよいことから、低
コストのトランジスタを半導体スイッチ素子に使用でき
る。 この２個のトランジスタ３１と４１は制御回路７０によ
り一括してオン・オフ制御される。すなわち発振器７１
がＴなる周期のオン・オフ信号をホトカプラ７２を介し
てトランジスタ３１のベースに与えるとともにこれと方
の時間差を有し周期が同じくＴなるオン・オフ信号が発
振器７１からホトカプラ７３を介してトランジスタ４１
のベースに与えられるようになっている。 第２図は第１図に示す実施例回路における各トランジス
タの動作タイムチャートであって、第２図（イ）はトラ
ンジスタ３１の動作を、第２図（ロ）はトランジスタ４
１の動作をあられしている。すなわち両トランジスタ３
１と４１のオン・オフ周期はともにＴであるが、相互に
方なる時間差でオン・オフ動作をするので、スイッチン
グレギュレータ３０と４０の入力電流の１サイクル平均
はほぼ等しくなり、コンデンサ２１から見た等価抵抗と
コンデンサ２２から見た等価抵抗もほぼ同じ値となるの
で、両コンデンサ２１と２２の分担電圧が不平衡になる
ことはない。 第３図は本発明の第２の実施例を示す回路図であって、
電源電圧がより高い場合をあられしている。この第３図
において、直流電源１２からの直流高電圧は等しい容量
の３個のコンデンサ２１．２２．２３により分圧される
ので、それぞれのコンデンサに並列接続されている３組
のスイッチング電源としてのスイッチングレギュレータ
３０．４０．５０はそれぞれＡずつの電圧を分担する。 この第３図における符号３１．４１．５１は半導体スイ
ッチ素子としてのトランジスタであり、符号３２．４２
．５２は変圧器、符号３３゜４３．５３は出力ダイオー
ド、符号３４，４４．５４はダイオード、符号３５．４
５．５５は定電圧ダイオードであり、符号１８は出力端
子であるが、これらの機能と動作は第１図の場合と同じ
であるから、その説明は省略する。 第４図は第３図に示す第２の実施例回路における各トラ
ンジスタの動作タイムチャートであって、第４図（イ）
はトランジスタ３１の動作を、第４図（ロ）はトランジ
スタ４１の動作を、第４図（ハ）はトランジスしている
ので動作周期がＴである３個のトランジスタ３１，４１
．．５１は相互にヌの時間差でオン・オフ動作するよう
にして各コンデンサ２１．，２２．２３の分担電圧を平
衡させている。 第５図は本発明の第３の実施例を示す回路図であってス
イッチング電源に内蔵されている変圧器としてセンタタ
ップ付き変圧器を使用した場合をあられしている。この
第５図において、直流電源１２の出力電圧は２個の等容
量コンデンサ２１と２２とにより２分割される。スイッ
チング電源としてのスイッチングレギュレータ６０はセ
ンタタップ付き変圧器６３と、これの１次側巻線の両端
に半導体スイッチ素子としてのトランジスタ６１と６２
を備え、この変圧器６３の１次側巻線のセンタタップは
コンデンサ２１と２２の中点と結合されている。また変
圧器６３の２次側巻線にはブリッジ接続されたダイオー
ドで構成される出力整流１ｉ６４があって、この整流器
６４からの直流出力が出力端子１８から取出される。こ
の第５図においては、Ｔなる周期で動作する２個のトラ
ンジスタ６１と６２を相互に又なる時間差でオン・オフ
させることにより、コンデンサ２１と２２は電流電圧の
Ａずつを分担しつつ所望の直流電力を得ることができる
。
この発明によれば、直列接続されている複数個のたとえ
ばＮ個のコンデンサを直流高電圧に接続するとともに、
各コンデンサごとに別個のスイッチング電源を接続する
ことにより、スイッチング電源に内蔵されている半導体
スイッチ素子に印加される電圧はコンデンサにより分圧
されるので低い値とすることができるので、この半導体
スイッチ素子は低価格のものが使用できる。さらにＴな
る周期でオン・オフ動作しているこれら半導体スイッチ
素子を相互に％なる時間差でオン・オフさせることによ
り、それぞれのコンデンサから見た等価抵抗の値を等し
くすることができるので、これらコンデンサの分担電圧
が不平衡になることを防止する効果を発揮できる。
ばＮ個のコンデンサを直流高電圧に接続するとともに、
各コンデンサごとに別個のスイッチング電源を接続する
ことにより、スイッチング電源に内蔵されている半導体
スイッチ素子に印加される電圧はコンデンサにより分圧
されるので低い値とすることができるので、この半導体
スイッチ素子は低価格のものが使用できる。さらにＴな
る周期でオン・オフ動作しているこれら半導体スイッチ
素子を相互に％なる時間差でオン・オフさせることによ
り、それぞれのコンデンサから見た等価抵抗の値を等し
くすることができるので、これらコンデンサの分担電圧
が不平衡になることを防止する効果を発揮できる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第２図は
第１図に示す実施例回路における各トランジスタの動作
タイムチャート、第３図は本発明の第２の実施例を示す
回路図、第４図は第３図に示す第２の実施例回路におけ
る各トランジスタの動作タイムチャート、第５図は本発
明の第３の実施例を示す回路図である。第６図はスイッ
チング電源装置の従来例を示す回路図であり、第７図は
コンデンサ分圧形スイッチング電源装置の従来例を示す
回路図、第８図はコンデンサ升形スイッチング電源装置
の異なる従来例を示す回路図である。
第１図に示す実施例回路における各トランジスタの動作
タイムチャート、第３図は本発明の第２の実施例を示す
回路図、第４図は第３図に示す第２の実施例回路におけ
る各トランジスタの動作タイムチャート、第５図は本発
明の第３の実施例を示す回路図である。第６図はスイッ
チング電源装置の従来例を示す回路図であり、第７図は
コンデンサ分圧形スイッチング電源装置の従来例を示す
回路図、第８図はコンデンサ升形スイッチング電源装置
の異なる従来例を示す回路図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）直流電源に対してＮ個のコンデンサが直列に接続さ
れ、このコンデンサのそれぞれに別個の半導体スイッチ
素子と変圧器１次側巻線との直列回路が並列に接続され
るとともに、前記変圧器の２次側巻線はそれぞれ整流器
を介してその直流側が相互に並列接続されているスイッ
チング電源回路において、前記各半導体スイッチ素子の
オン・オフ周期をＮで除算して得られる値を時間差とし
て各半導体スイッチ素子を順次オン・オフさせることを
特徴とするスイッチング電源方式。 ２）特許請求の範囲第１項記載のスイッチング電源方式
において、前記変圧器１次側巻線がセンタタップ付き巻
線の場合にＮ＝２なる時間差で各半導体スイッチ素子を
オン・オフさせることを特徴とするスイッチング電源方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4055385A JPS61199468A (ja) | 1985-03-01 | 1985-03-01 | スイツチング電源方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4055385A JPS61199468A (ja) | 1985-03-01 | 1985-03-01 | スイツチング電源方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61199468A true JPS61199468A (ja) | 1986-09-03 |
Family
ID=12583638
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4055385A Pending JPS61199468A (ja) | 1985-03-01 | 1985-03-01 | スイツチング電源方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61199468A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012170176A (ja) * | 2011-02-10 | 2012-09-06 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2016021824A (ja) * | 2014-07-15 | 2016-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 電源装置 |
-
1985
- 1985-03-01 JP JP4055385A patent/JPS61199468A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012170176A (ja) * | 2011-02-10 | 2012-09-06 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2016021824A (ja) * | 2014-07-15 | 2016-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 電源装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6072707A (en) | High voltage modular inverter | |
| US4333046A (en) | Power factor control of a three-phase induction motor | |
| US5321600A (en) | Delta connected three phase AC-DC converter with power factor correction circuits | |
| CN102647097B (zh) | 电源设备 | |
| US5805437A (en) | Power electronic circuit arrangement having plural power converters | |
| US5798630A (en) | Switching power circuit to supply electric-vehicle battery charger with high-frequency power | |
| US6697268B2 (en) | Dc-Dc power supply | |
| US6175510B1 (en) | Direct conversion uninterruptible power supply | |
| US5657214A (en) | Stepped waveform PWM inverter | |
| US11356029B2 (en) | Rectifying circuit and switched-mode power supply incorporating rectifying circuit | |
| JPS61199468A (ja) | スイツチング電源方式 | |
| JPH09331684A (ja) | 非絶縁形無停電電源装置 | |
| JP2595593B2 (ja) | 整流装置 | |
| JPH04261360A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0344505B2 (ja) | ||
| JPH0637375A (ja) | レーザ発振器の高周波電源 | |
| JPS62138061A (ja) | スイツチングレギユレ−タ電源装置 | |
| JP7702774B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0448160Y2 (ja) | ||
| JP2510116B2 (ja) | ３相整流回路 | |
| SU1467539A1 (ru) | Регул тор переменного напр жени | |
| JPH06245541A (ja) | インバータの制御電源給電方法 | |
| JPH0630563A (ja) | 絶縁形ａｃ／ｄｃ変換装置 | |
| JPH0516880Y2 (ja) | ||
| RU2001493C1 (ru) | Преобразователь переменного напр жени в посто нное |